滤波器设计论文范文
滤波器设计论文范文第1篇
关键词：数字滤波器MATLABFIRIIR
引言：
在电力系统微机保护和二次控制中，很多信号的处理与分析都是基于对正弦基波和某些整次谐波的分析，而系统电压电流信号（尤其是故障瞬变过程）中混有各种复杂成分，所以滤波器一直是电力系统二次装置的关键部件【1】。目前微机保护和二次信号处理软件主要采用数字滤波器。传统的数字滤波器设计使用繁琐的公式计算，改变参数后需要重新计算，在设计滤波器尤其是高阶滤波器时工作量很大。利用MATLAB信号处理工具箱（SignalProcessingToolbox）可以快速有效的实现数字滤波器的设计与仿真。
1数字滤波器及传统设计方法
数字滤波器可以理解为是一个计算程序或算法，将代表输入信号的数字时间序列转化为代表输出信号的数字时间序列，并在转化过程中，使信号按预定的形式变化。数字滤波器有多种分类，根据数字滤波器冲激响应的时域特征，可将数字滤波器分为两种，即无限长冲激响应（IIR）滤波器和有限长冲激响应（FIR）滤波器。
IIR数字滤波器具有无限宽的冲激响应，与模拟滤波器相匹配。所以IIR滤波器的设计可以采取在模拟滤波器设计的基础上进一步变换的方法。FIR数字滤波器的单位脉冲响应是有限长序列。它的设计问题实质上是确定能满足所要求的转移序列或脉冲响应的常数问题，设计方法主要有窗函数法、频率采样法和等波纹最佳逼近法等。
在对滤波器实际设计时，整个过程的运算量是很大的。例如利用窗函数法【2】设计M阶FIR低通滤波器时，首先要根据（1）式计算出理想低通滤波器的单位冲激响应序列，然后根据（2）式计算出M个滤波器系数。当滤波器阶数比较高时，计算量比较大，设计过程中改变参数或滤波器类型时都要重新计算。
设计完成后对已设计的滤波器的频率响应要进行校核，要得到幅频相频响应特性，运算量也是很大的。我们平时所要设计的数字滤波器，阶数和类型并不一定是完全给定的，很多时候都是要根据设计要求和滤波效果不断的调整，以达到设计的最优化。在这种情况下，滤波器的设计就要进行大量复杂的运算，单纯的靠公式计算和编制简单的程序很难在短时间内完成设计。利用MATLAB强大的计算功能进行计算机辅助设计，可以快速有效的设计数字滤波器，大大的简化了计算量，直观简便。
2数字滤波器的MATLAB设计
2.1FDATool界面设计
2.1.1FDATool的介绍
FDATool（FilterDesign&AnalysisTool）是MATLAB信号处理工具箱里专用的滤波器设计分析工具，MATLAB6.0以上的版本还专门增加了滤波器设计工具箱（FilterDesignToolbox）。FDATool可以设计几乎所有的基本的常规滤波器，包括FIR和IIR的各种设计方法。它操作简单，方便灵活。
FDATool界面总共分两大部分，一部分是DesignFilter，在界面的下半部，用来设置滤波器的设计参数，另一部分则是特性区，在界面的上半部分，用来显示滤波器的各种特性。DesignFilter部分主要分为：
FilterType（滤波器类型）选项，包括Lowpass（低通）、Highpass（高通）、Bandpass（带通）、Bandstop（带阻）和特殊的FIR滤波器。
DesignMethod（设计方法）选项，包括IIR滤波器的Butterworth（巴特沃思）法、ChebyshevTypeI（切比雪夫I型）法、ChebyshevTypeII（切比雪夫II型）法、Elliptic（椭圆滤波器）法和FIR滤波器的Equiripple法、Least-Squares（最小乘方）法、Window（窗函数）法。
FilterOrder（滤波器阶数）选项，定义滤波器的阶数，包括SpecifyOrder（指定阶数）和MinimumOrder（最小阶数）。在SpecifyOrder中填入所要设计的滤波器的阶数（N阶滤波器，SpecifyOrder＝N-1），如果选择MinimumOrder则MATLAB根据所选择的滤波器类型自动使用最小阶数。
FrenquencySpecifications选项，可以详细定义频带的各参数，包括采样频率Fs和频带的截止频率。它的具体选项由FilterType选项和DesignMethod选项决定，例如Bandpass（带通）滤波器需要定义Fstop1（下阻带截止频率）、Fpass1（通带下限截止频率）、Fpass2（通带上限截止频率）、Fstop2（上阻带截止频率），而Lowpass（低通）滤波器只需要定义Fstop1、Fpass1。采用窗函数设计滤波器时，由于过渡带是由窗函数的类型和阶数所决定的，所以只需要定义通带截止频率，而不必定义阻带参数。
MagnitudeSpecifications选项，可以定义幅值衰减的情况。例如设计带通滤波器时，可以定义Wstop1（频率Fstop1处的幅值衰减）、Wpass（通带范围内的幅值衰减）、Wstop2（频率Fstop2处的幅值衰减）。当采用窗函数设计时，通带截止频率处的幅值衰减固定为6db，所以不必定义。
WindowSpecifications选项，当选取采用窗函数设计时，该选项可定义，它包含了各种窗函数。
2.1.2带通滤波器设计实例
本文将以一个FIR滤波器的设计为例来说明如何使用MATLAB设计数字滤波器：在小电流接地系统中注入83.3Hz的正弦信号，对其进行跟踪分析，要求设计一带通数字滤波器，滤除工频及整次谐波，以便在非常复杂的信号中分离出该注入信号。参数要求：96阶FIR数字滤波器，采样频率1000Hz，采用Hamming窗函数设计。
本例中，首先在FilterType中选择Bandpass（带通滤波器）；在DesignMethod选项中选择FIRWindow（FIR滤波器窗函数法），接着在WindowSpecifications选项中选取Hamming；指定FilterOrder项中的SpecifyOrder＝95；由于采用窗函数法设计，只要给出通带下限截止频率Fc1和通带上限截止频率Fc2，选取Fc1＝70Hz，Fc2＝84Hz。设置完以后点击DesignFilter即可得到所设计的FIR滤波器。通过菜单选项Analysis可以在特性区看到所设计滤波器的幅频响应、相频响应、零极点配置和滤波器系数等各种特性。设计完成后将结果保存为1.fda文件。
在设计过程中，可以对比滤波器幅频相频特性和设计要求，随时调整参数和滤波器类型，
以便得到最佳效果。其它类型的FIR滤波器和IIR滤波器也都可以使用FDATool来设计。
Fig.1MagnitudeResponseandPhaseResponseofthefilter
2.2程序设计法
在MATLAB中，对各种滤波器的设计都有相应的计算振幅响应的函数【3】，可以用来做滤波器的程序设计。
上例的带通滤波器可以用程序设计：
c=95;％定义滤波器阶数96阶
w1=2*pi*fc1/fs;
w2=2*pi*fc2/fs;%参数转换，将模拟滤波器的技术指标转换为数字滤波器的技术指标
window=hamming(c+1);%使用hamming窗函数
h=fir1(c,[w1/piw2/pi],window);％使用标准响应的加窗设计函数fir1
freqz(h,1,512);％数字滤波器频率响应
在MATLAB环境下运行该程序即可得到滤波器幅频相频响应曲线和滤波器系数h。篇幅所限，这里不再将源程序详细列出。
3Simulink仿真
本文通过调用Simulink中的功能模块构成数字滤波器的仿真框图，在仿真过程中，可以双击各功能模块，随时改变参数，获得不同状态下的仿真结果。例如构造以基波为主的原始信号，，通过Simulink环境下的DigitalFilterDesign（数字滤波器设计）模块导入2.1.2中FDATool所设计的滤波器文件1.fda。仿真图和滤波效果图如图2所示。
可以看到经过离散采样、数字滤波后分离出了83.3Hz的频率分量（scope1）。之所以选取上面的叠加信号作为原始信号，是由于在实际工作中是要对已经经过差分滤波的信号进一步做带通滤波，信号的各分量基本同一致，可以反映实际的情况。本例设计的滤波器已在实际工作中应用，取得了不错的效果。
4结论
利用MATLAB的强大运算功能，基于MATLAB信号处理工具箱（SignalProcessingToolbox）的数字滤波器设计法可以快速有效的设计由软件组成的常规数字滤波器，设计方便、快捷，极大的减轻了工作量。在设计过程中可以对比滤波器特性，随时更改参数，以达到滤波器设计的最优化。利用MATLAB设计数字滤波器在电力系统二次信号处理软件和微机保护中，有着广泛的应用前景。
参考文献
1．陈德树.计算机继电保护原理与技术【M】北京：水利电力出版社，1992.
2．蒋志凯.数字滤波与卡尔曼滤波【M】北京：中国科学技术出版社，1993
3．楼顺天、李博菡.基于MATLAB的系统分析与设计－信号处理【M】西安：西安电子科技大学出版社，1998.
滤波器设计论文范文第2篇
关键词：谐波；有源电力滤波器；滤波电感设计
引言
并联有源电力滤波器是一种用于动态抑制谐波和补偿无功的新型电力电子装置，近年来，有源电力滤波器的理论研究和应用均取得了较大的成功。对其主电路（VSI）参数的设计也进行了许多探讨[1][2][3]，但是，目前交流侧滤波电感还没有十分有效的设计方法，然而该电感对有源滤波器的补偿性能十分关键[2]。本文通过分析有源电力滤波器的交流侧滤波电感对电流补偿性能的影响，在满足一定效率的条件下，探讨了该电感的优化设计方法，仿真和实验初步表明该方法是有效的。
图1
1三相四线并联型有源电力滤波器的结构与工作原理
图1为三相四线制并联型有源电力滤波器的结构。主电路采用电容中点式的电压型逆变器。电流跟踪控制方式采用滞环控制。
以图2的单相控制为例，分析滞环控制PWM调制方式实现电流跟踪的原理。在该控制方式中，指令电流计算电路产生的指令信号ic＊与实际的补偿电流信号ic进行比较，两者的偏差作为滞环比较器的输入，通过滞环比较器产生控制主电路的PWM的信号，此信号再通过死区和驱动控制电路，用于驱动相应桥臂的上、下两只功率器件，从而实现电流ic的控制。
以图3中A相半桥为例分析电路的工作过程。开关器件S1和S4组成A相的半桥变换器，电容C1和C2为储能元件。uc1和uc2为相应电容上的电压。为了能使半桥变换器正常跟踪指令电流，应使其电压uc1和uc2大于输入电压的峰值。
当电流ica>0时，若S1关断，S4导通，则电流流经S4使电容C2放电，如图3（a）所示，同时，由于uc2大于输入电压的峰值，故电流ica增大(dica/dt>0)。对应于图4中的t0～t1时间段。
当电流增大到ica＊＋δ时（其中ica＊为指令电流，δ为滞环宽度），在如前所述的滞环控制方式下，使得电路状态转换到图3(b)，即S4关断，电流流经S1的反并二极管给电容C1充电，同时电流ica下降(dica/dt<0)。相对应于图4中的t1～t2时间段。
同样的道理可以分析ica<0的情况。通过整个电路工作情况分析，得出在滞环PWM调制电路的控制下，通过半桥变换器上下桥臂开关管的开通和关断，可使得其产生的电流在一个差带宽度为2δ的范围内跟踪指令电流的变化。
当有源滤波器的主电路采用电容中点式拓扑时，A，B，C三相的滞环控制脉冲是相对独立的。其他两相的工作情况与此相同。
2滤波电感对补偿精度的影响
非线性负载为三相不控整流桥带电阻负载，非线性负载交流侧电流iLa及其基波分量如图5所示（以下单相分析均以A相为例）。指令电流和实际补偿电流如图6所示。当指令电流变化相对平缓时（如从π/2到5π/6段），电流跟踪效果好，此时，网侧电流波形较好。而当指令电流变化很快时（从π/6开始的一小段），电流跟踪误差很大；这样会造成补偿后网侧电流的尖刺。使网侧电流补偿精度较低。
假如不考虑指令电流的计算误差，则网侧电流的谐波含量即为补偿电流对指令电流的跟踪误差（即图6中阴影A1，A2，A3，A4部分）。补偿电流对指令电流的跟踪误差越小（即A1，A2，A3，A4部分面积越小），网侧电流的谐波含量（尖刺）也就越小，当补偿电流完全跟踪指令电流时（即A1，A2，A3，A4部分面积为零时），网侧电流也就完全是基波有功电流。由于滞环的频率较高，不考虑由于滞环造成的跟踪误差，则如图6所示网侧电流的跟踪误差主要为负载电流突变时补偿电流跟踪不上所造成的。
分析三相不控整流桥带电阻负载，设Id为负载电流直流侧平均值。Ip为负载电流基波有功分量的幅值，。
下面介绍如何计算A1面积的大小，
在π/6<ωt<π/2区间内
ic＊(ωt)=Ipsinωt－Id（1）
在π/6<ωt<ωt1一小段区间内，电流ic(ωt)可近似为直线，设a1为直线的截距，表达式为
ic(ωt)=a1－[uC1-Usmsin(π/6)/L]×t（2）
ic(π/6)=ic＊(π/6)（3）
ic(t1)=ic＊(t1)（4）
由式(1)～式(4)可以求出a1及t1的值。
在π/6<ωt<ωt1（即1/600<t<t1）区间内，ic与ic＊之间的跟踪误差面积A1为
同样可以求出A2，A3，A4的面积。
A2=0.405[（I2dL）/(330IdL+(Ucl+0.5Usm))]
由对称性，得到A3=A1，A4=A2
因此，在一个工频周期内，电流跟踪误差的面积A为
A=A1＋A2＋A3＋A4
=[(0.81Id-0.45δ)IdL]/[165IdL+(Uc1+0.5Usm)]＋[(0.81Id-0.45δ)IdL]/[330IdL+(Ucl+0.5Usm)]（5）
这里假定上电容电压Uc1等于下电容电压Uc2，Usm为电网相电压峰值，L为滤波电感值（假设La=Lb=Lc=L），Id为非线性负载直流侧电流。
3滤波电感对系统损耗的影响
有源滤波器一个重要的指标是效率，系统总的损耗Ploss为
Ploss=Pon＋Poff＋Pcon＋Prc（6）
式中：Pon为开关器件的开通损耗；
Poff为开关器件的关断损耗；
Pcon为开关器件的通态损耗；
Prc为吸收电路的损耗。
3.1IGBT的开通与关断损耗
有源滤波器的A相主电路如图7所示。假设电感电流ic为正时，则在S4开通之前，电流ic通过二极管D1流出，当S4开通后，流过二极管D1的电流逐渐转移为流过S4，只有当Dl中电流下降到零后，S4两端的电压才会逐渐下降到零。因此，在S4的开通过程中，存在着电流、电压的重叠时间，引起开通损耗，如图8所示。
由图8可知单个S4开通损耗为
开通损耗为
式中：ic(t)为IGBT集电极电流；
Uc为集射之间电压（忽略二极管压降即为
主电路直流侧电压）；
ton为开通时间；
T0为一个工频周期；
fs为器件平均开关频率；
Iav为主电路电流取绝对值后的平均值。类似可推得关断损耗为
Poff=6×(IavUctorr)/2×fs(10)
式中：toff为关断时间。
3.2IGBT的通态损耗
假设tcon为开关管导通时间，考虑到上下管占空比互补，可假设占空比为50％，即tcon=0.5Ts。
则通态损耗为
Pcon=6∑ic(t)Ucestcon/T0=3IavUces(11）
式中：Ts为平均开关周期；
Uces为开关管通态时饱和压降。
3.3RC吸收电路的损耗
RC吸收电路的损耗为
Prc=6×1/2CsUc2fs(12)
式中：Cs为吸收电容值。
fs=(U2c-2U2sm)[2]/8δLUc（13）
通过以上分析，可以得到系统总损耗为
Ploss=Pon＋Poff＋Pcon＋Prc（14）
4滤波电感的优化设计
在满足一定效率条件下，寻求交流侧滤波电感L，使补偿电流跟踪误差最小。得到如下的优化算法。
优化目标为minA（Uc，L）
约束条件为Ploss≤（1－η）SAPF(15)
应用于实验模型为15kVA的三相四线制并联有源滤波器，参数如下：
SAPF=15kVA，Vsm=310V，η=95％，
Id=103A，Iav=18A，δ=1A，
Cs=4700pF，Uces=3V，ton=50ns，
toff=340ns。
在约束条件下利用Matlab的优化工具箱求目标函数最小时L与Uc1的值。可得到优化结果为：跟踪误差A=0.1523，此时交流侧滤波电感L=2.9mH，直流侧电压Uc=799V。
5仿真与实验结果
表1列出了有源电力滤波器容量为15kVA时，电感取值与补偿后网侧电流的THD的比较。
表1不同电感L取值下仿真结果
交流侧滤波电感L/mH直流侧电压Uc/V网侧电流的THD/％
2.980016
580021.5
780024
图9，图10与图11是当Uc=2Uc1=800V，APF容量为5.2kVA时，电感L分别取7mH，5mH，3mH时的实验结果，补偿后网侧电流的THD分别为14.1％，18.3％，20.1％，与优化分析的结果相吻合。
滤波器设计论文范文第3篇
在电路中电容C容抗值Zc=1/2πfC，且容抗随着频率f的增大而减小。因此滤波器电路中一个恰当的接地电容C，可使交流信号中的高频成分通过电容落地，而低频成分可以几乎无损失通过，故将小电容接地等同于设计一阶低通滤波器。在滤波器电路中，多处电容接地设计等同于多个低通滤波器与原电路组成低通滤波器网络，在提高截止频率附近幅频特性的同时会较好抑制高频干扰，因而接地优化在理论上是可行的。
2滤波器设计仿真
根据实践需要，设计满足上级输出电路阻抗为100Ω、下级输入电路阻抗为50Ω、截止频率为5MHz的5阶巴特沃斯低通滤波器。普通差分滤波器由于其极点与单端滤波器极点相同，故具有相同的传递函数，因而依据单端滤波器配置的差分结构滤波器能够满足指标要求。在差分结构形式上进行接地优化后，由于接地电容具有低通滤波功能，不同电容值C会导致不同频段幅频响应迅速衰减。图2～图5分别为普通差分滤波器与多处接地差分滤波器的配置电路与幅频特性曲线。由仿真结果可得，截止频率为5MHz的多处接地差分滤波器幅频响应在9MHz内迅速衰减至-50dB，而后在10MHz处上升为-30dB；而普通滤波器幅频特性在9MHz处为-20dB，在10MHz处为-22dB。因此，接地优化滤波器幅频特性曲线总于普通差分滤波器幅频特性曲线形成的包络内，故多处接地达到了过渡带变窄与抑制高频的效果，因而接地优化电路设计通过仿真是可行的。
3实物验证与分析
由于实际电路与理想条件有一定差异，可能导致实际效果与仿真结果不符，为验证接地优化差分滤波器，在实际电路中能够提高截止频率附近幅频特性与抑制高频干扰的能力，将上一节仿真通过的普通差分滤波器与接地差分滤波器制作成PCB电路，通过矢量网络分析仪测试其频率特性，结果如图6～图9所示。由图可得，多处接地差分滤波器电路中，由于接地电容相当于一阶低通滤波器，所以由接地电容与普通差分滤波器组成低通滤波网络能够大幅提高滤波器截止频率附近幅频特性。同时，由于容抗Zc=1/2πfC随f增大而减小，在高频时几乎为零，高频信号可以通过电容落地，故其在高频抑制能力上大大优于普通滤波器。因而接地优化在实际电路应用中是真实有效的，可以应用于抑制高频信号的低通滤波器中。
4结论
滤波器设计论文范文第4篇
[关键词]数字滤波器；声音信号；陷波器
[中图分类号] TN713+.7 [文献标识码] A [文章编号] 2095-3437（2017）04-0006-03
引言
数字滤波是数字信号处理技术最典型的应用之一，与此对应数字滤波器设计实验是“数字信号处理”教学重要的环节，它通过计算机仿真的方法将理论设计过程用Matlab程序语言完成，简化步骤和计算，加深对设计方法的理解。常规的滤波器设计实验根据给定滤波器的性能要求，用一个因果稳定的离散线性移不变的系统函数H（z）去逼近这一性能要求。也就是说，实验的目的是设计出满足给定技术指标的数字系统函数H（z），或者是单位冲激响应h（n），然后画出该系统在特定频率范围的频率响应曲线，验证该系统是否达到技术指标。该基本实验从技术指标开始，到系统函数结束，由一组数据得到另一组数据，是滤波器设计的核心工作。但实验过程不完整，实验对象不具体，在提出问题，分析问题，解决问题环节中，只体现了解决问题的数学方法。完成实验后学生会感到困惑，为什么这样的H（z）就能实现滤波，它的滤波性能到底如何呢？
结合我校自主研究实验项目，在传统滤波器设计实验的基础上，本文设计了一个加入正弦噪声的音乐信号作为系统输入的数字滤波实验。针对带噪声的音乐信号这个具体对象，学生自己确定要解决什么问题，解决问题思路和方法，判断问题是否解决。结果表明该滤波器设计实验效果良好，学生借助人耳这个天然的“傅里叶分析仪”感受到所设计的滤波器的滤波效果，加深了学生对滤波器原理的理解，促进了对滤波器设计方法的掌握。
一、数字滤波器设计原理
允许某些信号分量（有用信号）通过、同时阻止其他分量信号（噪声）通过的系统称为滤波器。在本科阶段只讨论信号和噪声处于不同的频率范围的加性噪声，即信号和噪声是叠加在一起的。在LSI系统分析理论中，输出信号y（n）是输入信号x（n）与系统单位冲激响应h（n）的卷积：
在实际应用中，为了采用因果稳定的IIR系统或FIR系统来逼近理想特性，对理想频率特性的要求适当放宽，具体表现为在通带和阻带之间引入一个过渡带，并允许幅度响应在通带和阻带有一定的波动。以物理可实现的因果稳定低通滤波器为例，其幅度特性如图2所示。理想滤波器的截止频率放宽为两对技术指标：通带截止频率ωp和通带容限δp；阻带截止频率ωs和阻带容限δs。为了便于表示，通常使用通带允许的最大衰减Ap=-201g（1-δp）和阻带应达到的最小衰减As=-201g（1-δs）来描述通带和阻带容限。
二、一个简单的陷波滤波器设计
为帮助学生理解滤波器的功能和设计原理，我们设计了一个基于音频信号处理的数字滤波实验。实验对象是加入单频正弦噪声的音频信号，实验目的是设计一个简单的IIR滤波器滤除正弦噪声。根据实验目的，我们应该设计一个截止频率在正弦噪声附近的带阻滤波器。带阻滤波器的阻带在整个频率范围的中间部分，这样的频率响应不可能由一个一阶实系数系统函数产生，故其阶次至少为2阶。
设噪声频率是ω0，这样我们可以选择一个形如（1-2cosω0z-1+z-2）的二阶多项式作为系统函数分子的一个因式，从而在中间频率段的ω0处为系统函数设计了一个零点，这将强迫幅度函数在ω0处为零。这时的频率ω0就是陷波频率，该滤波器就是陷波滤波器。该陷波滤波器的系统函数的形式如下[1]：
可见Matlab运行结果与理论计算是一致的。
更简单直观的滤波器设计方法是调用滤波器设计和分析工具箱。滤波器设计和分析工具箱（Filter Design and Analysis Tool （FDATool））是快速设计和分析滤波器的强大的图形用户界面，它不需要编程，只要通过菜单操作，进行指标参数选择就可以设计出满足要求的各种类型滤波器。
对于本例的参数设置步骤如下：（1）响应类型（“Response Type”）选择最后一项下拉框中的“Notching”；设计方法（“Design Method”）选择IIR下拉菜单中的“Single Notch”。该步骤确定了将采用单一频率的陷波器来实现滤波功能。（2） 在频率指标（“Frequency Specifications”）文本框中设定技术指标，以Hz为单位，信号抽样频率Fs = 44100，陷波频率为Fnotch =1000，带宽为Bandwidth=25。（3）在幅度指标（“Magnitude Specifications”）文本框中设定带宽增益为Apass=3。上述设置工作完成之后，按下“Design Filter”按钮，结果就出来了！参数设置和频率响应如图5所示。
得到陷波器的分子、分母系数向量b、a后，调用filter函数对混入噪声后的信号进行滤波，滤波后的信号及其频谱图如图6所示。从图6（b）中的幅度频谱图可以观察到噪声已经滤除。听觉上也能够直接感受到滤波后的音频信号。
示例中的单频噪声滤波也可以采用一般的带阻滤波器实现，如IIR椭圆滤波器、海明窗FIR滤波器等。[3]相对于一般的带阻滤波器，陷波器具有计算简单、阶次低，频率选择性好等优点。如果噪声是多个单频正弦信号的叠加，例如同时加入1000Hz和2000Hz的噪声，则可以设计两个陷波频率分别为1000Hz和2000Hz的陷波器，再将两个陷波器级联形成一个四阶的带阻滤波器。
四、结语
综上所述，基于声音信号的数字滤波器设计改善了传统的滤波器设计方式，能够从听觉上让学生直接感受到铝箔效果。教学实践证明，采用声音信号作为滤波对象，使得实验过程完整直观，既深化了学生对滤波器设计原理的理解，也锻炼了理论联系实际的自主设计能力。
进一步的工作可以在音频信号中加入多频率噪声或色噪声，并考虑加入噪声的类型，以及噪声和信号的频谱的相对位置。在加入相同的噪声频谱的情况下，比较经典滤波、维纳滤波和自适应滤波等不同的滤波方法的效果。
[ 参 考 文 I ]
[1] Sanjit K. Mitra著，孙洪等译. 数字信号处理――基于计算机的方法（第三版）[M].北京：电子工业出版社，2006.
滤波器设计论文范文第5篇
关键词：数字滤波器；MATLAB；硬件实现
中图分类号：TN911.7 文献标志码：A 文章编号：1674-9324（2013）05-0087-02 一、引言
在数字信号处理中，对于信号变换和滤波算法研究通常采用MATLAB仿真，MATLAB具备卓越的数值计算能力，它还提供了专业水平的符号计算、文字处理、可视化建模仿真和实时控制等功能。当前数字滤波器设计在教学和实验中采用仿真设计，利用MATLAB函数进行各种滤波器设计，如何移植的方法和过程没有介绍，理论教学和实际应用严重脱节，本文利用FDAtool滤波器设计工具包，通过对滤波器的参数进行设置，生成实际应用中所需的参数，并进行编程移植，这样极大缩短了研究人员开发产品的周期，提高了设计效率。
二、数字滤波器原理
（一）FIR滤波器实现原理
FIR滤波器是指系统的单位冲击响应仅在有限的范围内有非零值的滤波器。FIR系统只有零点，因此这类系统不像IIR系统那样容易取得比较好的通带和阻带衰减特性。但FIR系统有自己突出的优点，就是易实现精确地线性相位，FDAtool适合的滤波器结构为直接型结构，如图1所示。
对应FDAtool工具箱对应FIR滤波器为卷积型结构，关键求出系统单位冲击响应h（n）。系统函数为：
式中，N为滤波器阶数，x（n）为输出信号，h（n）为滤波器系数，y（n）为滤波后信号。
基于微处理器平台编写程序用迭代法简单方便，可把公式（2）展开，初始输出书籍前N个点数据有一定误差，当输入数据点数大于滤波器阶数N时，输出滤波指标达到系统要求。
（二）IIR滤波器实现原理
IIR数字滤波器在设计上借助模拟滤波器巴特沃斯、契比雪夫和椭圆滤波器等，对计算工具的要求不高。在设计一个IIR数字滤波器时，根据指标先写出模拟滤波器的公式，然后通过一定的变换，将模拟滤波器的公式转换成数字滤波器的公式。IIR数字滤波器的相位特性不好控制，对相位要求较高时，需加相位校准网络。
FDAtool工具箱对应IIR滤波器为二阶滤波器级联型结构，如图2所示。通过二阶滤波器级联可得任意阶滤波器设计。
IIR滤波器系统函数为：
IIR滤波器通过每级迭代方式所得。
二、FDAtool求解系数
（一）FIR滤波器实现方法
借助FDAtool工具箱，设置滤波器参数，点击菜单栏Analysis下Filter coefficienst可以看到所需系数单位样值响应h（n），代入差分方程公式（2）即可。通过Targets菜单选择导出数组h（n），设计灵活方便。
（二）IIR滤波器实现方法
IIR滤波器设计时的阶数不是由设计者指定的，而是根据设计者输入的各个滤波器参数（截止频率、通带滤纹、阻带衰减等），由软件设计出满足这些参数的最低滤波器阶数。在MATLAB下设计不同类型IIR滤波器均有与之对应的函数用于阶数的选择。列出分子和分母系数，对应分子系数为1、β1l、β2l，分母系数为1、α1l、α2l，代入公式（5）可求出一个二阶滤波器输出yl（n），前一个滤波器的输出作为下一个滤波器输入x（n），每一级代入不同系数，可得出整体滤波器输出。
三、结论
对于实际工程要求，用工具箱实现各型滤波器设计，把得到的不同系数代入硬件实现环境，脱离matlab常用实现函数。本例采用移植效果经STM32单片机进行采集、编写差分方程程序、DA输出，经示波器演示效果明显，同理论设计结果一致，并缩短了研究的时间，为进一步实现数字信号处理打下良好的基础。
参考文献：
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[8]席在芳，欧青立，曾照福.IIR数字滤波器设计实验教学的探索与实践[J].实验技术与管理，2008，25（8）：49-51.
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[10]维纳・K・恩格尔.数字信号处理使用MATLAB[M].刘树棠，译.西安：西安交通大学出版社，2002.
滤波器设计论文范文第6篇
摘要：本文通过比较波导滤波器设计在太赫兹波段与微波波段的区别，阐述太赫兹滤波器的设计要点。结合传统双通带滤波器设计理论，提出了几种适合太赫兹频段的波导双通带滤波器结构。
关键字：太赫兹双通带滤波器波导滤波器
1 引言
太赫兹有很多优点：高数据传输率、优秀的方向性、更高的安全性、较低的散射、更高的透射比等等。太赫兹通信技术已经成为许多发达国家的研究重点。对于太赫兹通信系统而言，波导是实现诸如滤波器，功分器，耦合器等无源器件的良好媒介。本文研究的太赫兹波导滤波器作为太赫兹通信系统的重要组成部分，有着非常重要的研究意义。
太赫兹技术通过这几年的飞速发展，利用光子晶体或者采用MEMS加工技术都成功设计出了许多太赫兹滤波器，太赫兹通信系统也应运而生。使用双通带滤波器可以配合多通带收发机以及多通带天线，组成多通带的通信系统，相比于传统双通带通信系统，它的体积大大降低，可靠性提高，成本降低。太赫兹双通带滤波器的研究是一项有着推动意义的工作。
2 太赫兹滤波器设计关键
太赫兹（Terahertz，1THz=1012Hz）波泛指频率在0.1～10THz范围波段内的电磁波，介于微波与远红外光之间，其长波段与亚毫米波重合，短波段与红外线重合，所以其既有一些微波的性质，也符合一些微观量子论的光学特征。太赫兹领域的研究也从一开始就分成了电学、光学的两个方向。本文是从电磁学的角度，对太赫兹波段中频率较低波长较长的波段（即频率范围100-1000GHz的波段）进行分析的。
矩形波导是最早用于微波信号的传输线类型之一，被用于制作从1GHz到超过220GHz波段的大量元件[1]。本文选择使用矩形波导传输线是因为：第一，相比于平面传输线，封闭波导结构的辐射损耗要低得多，可以使滤波器的插损减小；第二，矩形波导是结构最简单的波导之一，使用矩形波导设计太赫兹滤波器有许多经典结论可以参考，而且矩形波导结构更易加工。
频率达到太赫兹波段，电子元件的最大特点就是尺寸大幅缩小。卫星数字广播常用的Ku波段（12GHz-18GHz）使用的标准波导BJ140内截面尺寸为15.799mm×7.899mm，工程上允许偏差范围为±0.031mm。而太赫兹频段的第一个大气窗口[2]，频率140GHz的频段所使用的标准波导BJ1400的内截面尺寸为1.651mm×0.8255mm，允许偏差范围±0.0064mm。可见，由于尺寸大幅缩小，太赫兹频段元件所要求的加工精度将提高数倍甚至数十倍之多。
虽然太赫兹元件的加工工艺正在飞速发展，但是目前的工艺仍然很难达到很理想的情况，如前文所见，波导内截面尺寸精度在太赫兹最低频段部分就需要将误差控制在±6um，一些复杂结构的滤波器内部结构所需精度更高，而且这个数值还将随着频率的升高而升高，所以对于滤波器结构的选择与加工技术有密切的关系。可以这么说，如果加工精度一定，那么追求相对误差小的滤波器结构是太赫兹滤波器设计的关键。
3几种合适的双通带太赫兹滤波器结构
按经典滤波器设计理论，微波滤波器是由谐振腔与耦合结构组成的。上文讲到要追求较小的相对误差，那么滤波器的谐振腔与耦合结构应当尽量简单。
最传统的E面膜片并联电感耦合结构是最容易想到的，采用这种结构的滤波器误差影响最大的部分是耦合膜片结构，设计时可以适当增加膜片厚度来减小误差的影响，这种滤波器加工比较简单，国内已经有单位加工并测试成功了这种结构中心频率140GHz的单通带滤波器[3]，图1（a）为此种结构的双通带滤波器结构模型。
一种新型波纹型滤波器在模型上更为简单[4]，此种结构利用矩形波导的交错对接代替了膜片结构产生耦合效果。图1（b）为这种结构的双通带滤波器结构模型。这种结构加工也比较简单，而且加工误差所带来的影响更小一些，但是设计难度较刚才有所提高。
前面两种结构的双通带滤波器都是两路单通带滤波器并联的结构，图1（c）是一种双模谐振腔双通带滤波器结构模型，此结构最早由J. Bornemannd等人提出[5]。此种结构省去了一条滤波器支路和T型传输接头，对加工误差敏感度不高，但是加工难度更大，设计难度也比上两种结构高。
（a） （b） （c）
图1三种双通带滤波器结构模型图
4结束语
本文分析了太赫兹滤波器的设计要点，提出了三种双通带太赫兹滤波器结构，并简要分析了它们各自的优缺点。为了验证以上这些结构，仿真、加工、测试等等环节还需跟上。太赫兹双通带滤波器的研究还处在萌芽阶段，这个工作不只需要对太赫兹双通带滤波器理论的研究，还需要依靠加工工艺的更新发展。
参考文献
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[2]Michael J.Fitch， Robert Osiander. Terahertz waves communications and sensing[J]. Johns Hopkins APL Technical Digest， 2004， 24（4）： 348-355
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滤波器设计论文范文第7篇
关键词：Multisim；仿真实验；电路设计
中图分类号：TN702 文献标识码：A 文章编号：1674-7712 （2013） 06-0091-01
滤波器的发展经历了无源滤波器和有源滤波器两个阶段。无源滤波器是由三个无源元件R、L、C所组成，为了能够不断的提高无源滤波器的性能，研究人员删除了滤波器中的电感元件，用电阻R、电容C以及晶体管三部分所共同构成的有源网络来代替，这种包含有有源网络的滤波器就被称为有源滤波器。
预处理电路中经常需要运用到模拟滤波器，之所以要使用滤波器，就是想把制定频率信号之外的所有信号进行一定的抑制、消除或者衰减。虽然说数字滤波器的性能经过多年来的发展，有了很大的提高，但是模拟滤波器所具有的的独特性能是数字滤波器所不能替代的。譬如说，使用数字滤波器进行信号处理时，均需要先进行微弱信号预处理，同时还要对信号的最高频率进行限制，这些操作就目前而言只有模拟滤波器能够完成。下面就简单介绍一下如何使用Multisim来仿真带通滤波器。
一、巴特沃兹滤波器
该滤波器的主要特点有：通带内包含有最大平坦段，同时信号在过渡段衰减时，衰减速度较为缓慢，通带中的相频特性（尤其是低频时）几乎可以线性表示。
设定阶数为8的带通滤波器，按照级联形式将8阶低通以及8阶高通滤波器组成次带通滤波器。在Multisim软件中输入设定的电路形式进行仿真，其中输入频率为19kHz，幅度为90微伏，截止频率为2dB。实验设计的数据采集板示意图，如图1所示。经分析可以知道，当理论增益的数值达到30分贝时，实际实验测量得到的数值要比理论计算出的数值稍小一些；电路中的电阻R，电容C的测量得到数值要比理论计算出的数值存在一定的差异，而且滤波器的各个测量获得参数与理论设计的也有一些差异；因为实验过程中所有的数值均是由人工来记录，这就会造成实验过程中误差的出现；电路中信号的微小变化，会造成电路微小噪声的出现，一定程度上影响测量结果的准确性。但经过比对可以发现，总体上测量结果与理论分析的结果大致相同，各种误差的出现并未太严重的影响实验准确性，所以使用Multisim软件进行仿真，与实际电路还是比较吻合的。
参考文献：
滤波器设计论文范文第8篇
关键词： 带通滤波器； 椭圆函数； 微波滤波器； 仿真优化
中图分类号： TN911?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）12?0015?03
滤波器类型的选择可根据滤波器设计的带宽等指标和具体的应用场合来选择。相对带宽在20%以下的为窄带滤波器，应选用窄带滤波器的设计方法[1?5]来设计；相对带宽在40%以上的为宽带滤波器，应选用宽带滤波器的设计方法来设计；而介于两者之间的为中等带宽滤波器。由上面的指标可以看出本滤波器是窄带带通滤波器[6]。
采用巴特沃斯滤波器[7]来设计可以使通带内具有最大平坦的幅频响应；而切比雪夫滤波器[8]的好处是：带外抑制好，但是带内有一定的波动；本文设计的滤波器要求带外近端抑制良好（可以用切比雪夫滤波器或椭圆函数滤波器来实现，但是从后面的分析看要使用LC滤波器，而用LC滤波器的话，使用切比雪夫形式电路元件的值过于小，很难实现，这个可以用软件仿真来说明），以此可以看出，用椭圆函数滤波器[9?12]更适合。
1 关于滤波器阶数N的选择
2 关于椭圆函数LC带通滤波器的仿真及设计
对电路各元件值先进行简单的假定，通过运用ADS进行仿真来审查，并进行优化。
从此电路仿真图可以看出中心频率准确的落在450 MHz上，带内插损比较小，而且带外抑制也比较明显，而且线圈的值相对并不是很小，实际上可以实现，基本上符合制作要求，予以采用。到此本节设计仿真结束，下面进行此电路的制板。
3 关于椭圆函数LC带通滤波器的电路的制板
4 制作此椭圆函数LC带通滤波器及其调试
首先是线圈的绕制。根据以上的结论，线圈的绕制是关键的过程。最大的是250.2 nH，最小的是19.27 nH。本电感采用漆包线进行绕制（所以在将线圈焊制到电路板上之前，将线圈焊脚外部的漆用小刀刮去），绕制250.2 nH的线圈，根据以往对电感线圈的了解和对此线圈的假设，先绕制7圈，进行测试和调节。本设计的电容是采用陶瓷贴片电容，由于该电容的Q值比较低，因此本滤波器的带内插损并不能如同仿真那样好，只能调到-4 dB左右，而且本滤波器的驻波系数会比较大。
将另一个绕制的250.2 nH的线圈和一个0.5 pF的电容，按照之前设计的电路进行焊制并用网络分析仪调试。虽然此次的线圈值和第一个值是一样的，但是由于贴片电容制作上的误差以及线圈绕制的误差等等因素，使得此线圈并不是完全和第一个匝数一样，所以还要进行多次测量调试和修改才能达到所要求的值。
最后一步是焊制，此过程与23.88 nH线圈的绕制基本相同。接下来就是对整个滤波器进行调整，以达到最好的制作指标。
5 结 语
要设计一个滤波器，首先要分析滤波器的技术指标，选择合适的滤波器形式，确定滤波器的级数，分析滤波器的带外特性以及通带特性，估算滤波器中心衰减和带外抑制的大小，对滤波器进行合理的设计与计算，最后要对滤波器进行仿真优化，直至达到满意的技术指标。接着就可以制板，并加工调试。
在调试的过程中，容易忽略电路所产生的寄生电容和寄生电感对整个电路的影响。在对波形进行调试的时候，只对线圈进行了调整，忽略了电容的影响。本身很小的电容在寄生电容的叠加下，可能会比较大的改变开始仿真时候的值。在测试的时候，应该对几个比较小的电容进行适当的调整并测试，这样才能比较好的满足所要求的性能指标。
参考文献
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滤波器设计论文范文第9篇
关键词：ADS；发夹型优化
中图分类号：TP391 文献标识码：A 文章编号：1009-3044（2016）33-0225-02
滤波器的主要作用是用于隔离频率，让需要的频率信号通过，将不需要的频率信号虑除。滤波器是射频收发端系统广泛使用的一个无源器件，它的性能好坏会直接决定系统性能指标能否实现。射频和微波电路中使用最多的就是微带线滤波器。微带滤波器一般有平行耦合微带滤波器，交指滤波器和发夹型滤波器等。本文就是设计一个发夹型微带带通滤波器。
1 发夹型带通滤波器的设计方法
发夹型微带带通滤波器结构比较紧凑，它可以由半波长谐振单元和平行耦合线弯成“U”型结构得到，我们称此类[“U”]型谐振电路为发夹谐振。所以发夹滤波器的设计也可采用平行耦合线滤波器或半波长谐振滤波器的设计方程。但是弯曲成“U”型的谐振器也得考虑到耦合线长度的减少量，因为它会降低谐振器之间的耦合。倘若两个发夹臂之间的距离靠得非常近，那么它们本身也能够等效为一组耦合线，这会在一定程度上影响到电路的耦合。为了提高发夹滤波器设计的精确性，将采用一种全波EM仿真的设计形式。
发夹微带线线宽一般取1mm，“U”型臂间距取2mm，由上式可以算出输入端和输出端的抽头位置t为5.44mm，由抽头线的终端匹配阻抗50Ω可以得到抽头线的宽度为1.81mm，由耦合系数M1，2和M2，3和两个相邻发夹的间距s1和s2，s1约为0.25mm，s2约为0.45mm（该图是通过ful1-wave EM仿真求得）。
绘制ADS发夹线带通滤波器原理图，设置参数，开始电路仿真、参数优化。优化后的原理电路如图1，优化后仿真曲线图如图2。
因为原理图仿真是在理想情况下进行的，它没有将电路板实际制作中可能遇到的各种耦合、干扰等因素考虑进来，所以想要使仿真结果更加精确，就有必要在ADS中再进行版图仿真。在整个ADS仿真过程中，可能会出现原理图仿真曲线符合要求，版图仿真曲线却偏离指标要求的情况，这种情况下就需要回到原理图中依据版图仿真曲线和指标要求的差别来调整参数，这样多次调整参数，直到满足指标要求为止。经过多次的调参优化后，最终得到了满足指标要求的发夹型滤波器版图如图3，曲线图如图4及优化后尺寸数据如表1。
3 结束语
从发夹型微带滤波器电路仿真过程可以发现，ADS软件极大的便利了微波电路设计。通过ADS设计、仿真，我们发现只进行原理图仿真是不够的，还需要对微带带通滤波器进行版图仿真，直至其仿真取得理想的仿真效果。虽然软件仿真不能替代实物制作，但是版图仿真的尺寸和实物尺寸无限接近，所以它对微波电路分析具有很重要的指导作用。ADS软件的使用，O大地缩短了设计周期，提高设计效率。
参考文献：
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[2] 黄玉兰.ADS射频电路设计基础与典型应用[M].人民邮电出版社，2010.
滤波器设计论文范文第10篇
【关键词】列车定位;信息融合;卡尔曼滤波
1.引言
本文通过建立自适应卡尔曼滤波子滤波器的联合滤波结构，采用模糊自适应算法实时检测各子滤波器量测噪声统计特性变化情况，跟踪真实值，计算子滤波器置信度。将得到的置信度与地理信息相关联存储到数字轨道地图中，列车运行时，调用该置信度对各子滤波器的输出加权，得到最终的全局输出。
2.列车组合定位信息融合平台
用GPS接收机、ODO（里程计）、IMU（惯性测量单元）与数字轨道地图构成组合定位系统。IMU作为主参考系统，分别与GPS、ODO构成子滤波器1和子滤波器2，子滤波器数学模型如下：
（1）
式中：Xk为k时刻的状态向量;为状态转移矩阵;i为第i个子滤波器;为第i个子滤波器的量测向量;为量测矩阵;为噪声矩阵;为噪声向量;为量测噪声向量;为对量测噪声的加权系数。
3.基于置信度加权的信息融合
3.1 自适应卡尔曼滤波器
假定系统噪声统计特性Q已知，量测噪声统计特性R未知，设计自适应卡尔曼滤波器：
（2）
其中，Sk为对量测噪声统计特性的调节系数。若b>1，表示放大Sk对的调节作用;若b<1，则表示缩小Sk对的调整作用;若b=0，意味着放弃Sk对的调整作用，此时上述滤波方法等同于常规卡尔曼滤波[1]。Sk的取值由模糊计算模块得到，模块的输入为残差实测方差与理论方差的比值。
将残差的理论方差定义为，则由文献[1]知：
（3）
将残差的实测方差定义为Cr：
（4）
定义残差实测方差与理论方差比值为qk：
（5）
3.2 考虑可信度的信息融合
本文用模糊隶属度函数设定子滤波器置信度函数，由式（5）的值判断子滤波器IMU/GPS、IMU/ODO的可信度。记子滤波器IMU/GPS可信度为P（F1），残差比为q（1），子滤波器IMU/ODO可信度为P（F2），残差比为q（2）：
（6）
根据子滤波器IMU/GPS、IMU/ODO可信度函数，得出子滤波器实时可信权值W1r、W2r：
（7）
当前位置两个子滤波器的可信权值为W1p、W2p，则最终置信权值：
（8）
子滤波器的信息分配系数：
（9）
k时刻信息融合结果为：
（10）
4.仿真计算
使用标准联合卡尔曼滤波信息融合方法和本文提出的环境信息置信度加权的信息融合方法进行仿真计算，误差曲线如图1所示。
图1 东向定位误差
由图1可知，在2000s到4000s以及5000s到6000s之间GPS和里程计量测噪声分别发生明显变化，置信度加权方法通过改变子滤波器IMU/GPS、IMU/ODO的信息分配系数，弱化量测误差大的传感器，传感器置信度加权融合方法明显优于标准联合卡尔曼滤波。而在4000s到5000s之间，由于GPS和里程计量测噪声都发生明显变化，两个子滤波器IMU/GPS、IMU/ODO的置信度同时降低，通过传感器置信度加权融合方法并不能明显改善误差。
5.结论
针对车载传感器对列车运行环境的适应问题，本文提出了一种基于传感器可信度的信息融合方法，设计模糊自适应卡尔曼滤波器跟踪实际量测噪声，并根据量测噪声在线调节融合过程中传感器的信息分配系数，提高了数据融合过程的可靠性，同时能够检测并排除来自传感器的错误数据。使得列车组合定位信息融合系统对应用环境的适应性更强，定位精度也相对于常规联合滤波也大为提高。
滤波器设计论文范文第11篇
关键词： 带通滤波器； EDA； FilterPro； Proteus； 仿真分析
中图分类号： TN911?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）10?0024?03
0 引 言
带通滤波器是一种仅允许特定频率通过，同时对其余频率的信号进行有效抑制的电路。由于它对信号具有选择性，故而被广泛地应用现在电子设计中。但是，带通滤波器的种类繁多，各个类型的设计差异也很大，这就导致了在传统滤波器的设计方法中不可避免地要进行大量的理论计算与分析，不但损失了宝贵的时间，同时也提升了电路的设计门槛[1]。为了解决上述弊端，本文介绍了一种使用FilterPro和Proteus相结合的有源带通滤波器的设计方案，随着EDA技术的不断发展，这种方法的优势也将越来越明显。
1 带通滤波器设计工具简介
1.1 滤波器设计软件FilterPro
FilterPro是美国TI（德州仪器）公司推出的一款优秀的滤波器设计软件，它支持低通、高通、带通以及全通滤波器的设计，同时也支持常见的贝塞尔、巴特沃斯以及切比雪夫响应类型。设计人员只需要根据滤波器的设计向导按部就班地往下进行，就可以得到符合要求的滤波器电路，同时还可以得到与之相对应的响应曲线。但是有一点需要注意：这款软件的计算结果是一个连续域的计算结果，只有当使用的运算放大器是绝对理想的运放时才能得到与所给响应曲线完全吻合的响应结果，但这并不影响我们使用它进行滤波器的设计。因此只需要使用其他基于Spice模型的EDA仿真软件对电路进行仿真分析和调整，这就可以设计出性能稳定的滤波器电路[2]。
1.2 电路仿真软件Proteus
Proteus软件是英国Labcenter electronics公司开发的一款功能强大的EDA软件，它自身集成了丰富的元件库，更具有其他软件无法与之相媲美的单片机仿真功能，使得它被广大单片机设计人员所熟知。其实Proteus在模拟电子的设计与仿真中做的同样出色，只不过对它在这方面的介绍较少。
4 结 语
本文介绍的这种带通滤波器的设计方法具有很强的通用性。实践表明，该方法不但可以避免一些复杂的理论计算和分析，同时通过仿真还可以直观的检验电路的输入和输出，进而使得滤波器的性能更加的稳定。另外，使用EDA软件进行电路设计和仿真测试也可以有效地降低设计难度和设计成本，这种设计方法也为滤波器的设计提供了一种新的设计思路。
参考文献
[1] 童诗白，华成英.模拟电子技术基础[M].4版.北京：高等教育出版社，2010.
（下转第30页）
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滤波器设计论文范文第12篇
原文
一、前言
1.1数字滤波技术的发展概况
数字滤波是数字信号处理的一部分。数字信号处理主要是研究用数字或符号的序列来表示信号波形，并用数字的方式去处理这些序列，把它们改变成在某种意义上更为有希望的形式，以便估计信号的特征参量，或削弱信号中的多余分量和增强信号中的有用分量。具体来说，凡是用数字方式对信号进行滤波、变换、调制、解调、均衡、增强、压缩、估值、识别、产生等加工处理，都可纳入数字信号处理领域。
数字信号处理学科的一项重大进展是关于数字滤波器设计方向的研究。关于数字滤波器，早在40年代末期，就有人讨论过他的可能性问题，在50年代也有人在研究生班讨论过数字滤波的问题。直到60年代中期，才开始形成关于数字滤波器的一整套完整的正规理论。在这一时期，提出了各种各样的数字滤波器结构，有的以运算误差最小为特点，有的则以运算速度高见长，而有的则二者兼而有之：出现了数字滤波器的各种逼近方法和实现方法，对递归和非递归两类滤波器作了全面的比较，统一了数字滤波器的基本概念和理论。数字滤波器的一个重要发展是对有限冲激响应（FIR）和无限冲激响应（IIR）关系的认识转化。在初期，一般认为IIR滤波器比FIR滤波器具有更高的运算效率，因而明显地趋向于前者，但当人们提出用快速傅利叶变换（FFT）实现卷积运算的概念之后，发现高阶FIR滤波器也可以用很高的运算效率来实现，这就促使人们对高性能FIR滤波器的设计方法和数字滤波器的频域设计方法进行了大量的研究，从而出现了此后数字滤波器设计中频域方法与时域方法并驾齐驱的局面。然而，这些均属数字滤波器的早期研究，早期的数字滤波器尽管在语音、声纳、地震和医学的信号处理中曾经发挥过作用，但由于当时计算机主机的价格很昂贵，严重阻碍了专用数字滤波器的发展。
......
目录
目录
内容摘要3
Abstract4
一、前言5
1.1数字滤波技术的发展概况5
1.2MATLAB软件简介5
1.3数字滤波器及其MATLAB实现6
二、IIR滤波器的设计及其MATLAB的实现8
2.1模拟低通滤波器的设计8
2.2模拟—数字滤波器变换10
2.2.1脉冲响应不变变换10
2.2.2双线性变换法12
2.3频带变换15
2.4小结21
三、图形用户界面的实现22
3.1MATLAB下的用户界面控件对象22
3.1.1控件对象的创建22
3.1.2控件对象的类型和属性23
3.2图形用户界面(GUI)设计24
3.2.1图形用户界面的制作过程24
3.2.2GUI设计工具集简介及其功能24
3.3巴特沃斯IIR滤波器用户界面的实现25
3.3.1主界面的实现25
3.3.2各个滤波器实现的界面25
3.3小结28
四、结束语29
参考文献30
附录一31
附录二43
附录三44
附录四46
附录五49
附录六51
致谢53
参考资料
参考文献
[1]楼顺天李博菡«基于MATLAB的系统设计与设计——信号处理»，西安电子科技大学出版社，1999年。
[2]程佩青«数字滤波与快速傅利叶变换»，清华大学出版社，1988年。
[3]AlanV.Oppenheim﹒RonaldW.SchaferwithJohnR.Bush，«DISCRETE-TIMESIGNALPROCESSING»，UniversityofMassachusettsDartmouth
滤波器设计论文范文第13篇
关键词 matlab；数字滤波器；幅频特性
中图分类号 TM 文献标识码 A 文章编号 1673-9671-(2012)031-0189-01
1 概述
我们对信号进行处理的时候，根据实际需要，我们经常要保留或者消除掉一些特别的频率，或者说，滤波器是一种消除噪音或者杂质的一种器件，特别是对输入输出信号进行必要的除噪，发挥着关键的作用。
目前，可以通过两种方法实现数字滤波器：通过编写相关程序，利用计算机实现该程序，进而实现滤波器的设计。第二种方法就是根据数字电路，设计专用的数字处理硬件，从而实现滤波功能。
1.1 数字滤波器的分类
和模拟滤波器一样，数字滤波器按照通带特性可以划分为：低通、高通、带通、带阻等几种线性形式。
从单位脉冲响应的角度，可以把数字滤波器分为：IIR滤波器（无限长单位冲激响应滤波器）和FIR滤波器（有限长单位冲激响应滤波器）。它们的函分别为：
（1）
（2）
式（1）称为N阶IIR滤波器函数，式（2）称为（N-1）阶FIR滤波器函数。
1.2 数字滤波器的设计要求和方法
根据在频域分析及信号处理的要求，我们可以得到滤波器的指标参数。数字滤波器的频响特性函数H（e jw）一般为复函数，表示为：
H（e jw）=|H（e jw）|e jθ(w) （3）
其中θ(w)为相频特性函数，其说明的是各频率通过这个滤波器后信号时间上的延时。而幅频特性是说明信号在通过这个滤波器后该信号的衰减，对于IIR数字滤波器，一般可以根据幅频响应函数来反映其滤波情况，其相频特性只是辅助说明。FIR数字滤波器实现的则是线性相位特性的滤波器。
其中Wp和Ws表示为通带边界频率；δ1和δ2说明的是通带波纹和阻带波纹；其衰减值要转化成db形式，由图所示该滤波器允许的最大衰减用为αp和αs来表示。
（4）
αs=-20 lg δ2 （5）
一般要求：
当0≤|w|≤wp时，-20 lg|H（e jw）|≤αp （6）
当ws≤|w|≤π时，αs≥-20 lg|H（e jw）| （7）
1.3 数字滤波器设计方法概述
每种数字滤波器的都有其设计方法，我们讨论的IIR滤波器和FIR滤波器也是一样，前者可以签照模拟滤波器的设计方法，把首先根据滤波器本身的要求设计模拟滤波器，接着把其中的传输函数通过Z变化的方法转换成数字滤波器的系统函数，后者是直接在频域或者时域中进行设计的，直接调用MATLAB中的一些程序或者函数可以很方便地设计出所需要的滤波器。
2 基于MATLAB的数字滤波器设计
在MATLAB环境下分别用脉冲响应不变法和冲激响应不变法设计的数字滤波器设计示例：
已知模拟低通滤波器的系统函数为：
Ha（s）=1/（s2+3s+2） （8）
1）利用脉冲响应不变法设计，其中采样周期T=1。
程序清单：
syms s ht hn hs hz hrad2 hrad1 rad； % 创建一系列变量
hs=1/(s*s+3*s+2)； % 计算式（9）
T=1； % 周期为1
ht=ilaplace(hs)； % 计算s的值
hn=subs(ht,n*T)； % ht和n相乘
hz=ztrans(hn)； % z变换
hrad1=subs(hs,i*rad)； % 相乘计算
hrad2=subs(hz,exp(i*rad/T))；
ezplot(abs(hrad1),[-4*pi,4*pi])； % 绘制图像
hold on；
ezplot(abs(hrad2),[-4*pi,4*pi])；
grid on；
2）冲激响应不变法设计 其中采样周期T=1。
设计示例
程序清单：
syms k hs hz hrad0 hrad1 hrad2 rad0 rad1 sz s z ;
hs=1/(s*s+3*s+2)；T=1;k=2/T；
sz=k*(1-1/z)/(1+1/z)；
hz=subs(hs,sz)；
hrad0=subs(hs,s,i*rad0)；
hrad1=subs(hz,z,exp(i*rad1))；
ezplot(abs(hrad1),[0,4*pi])；
hold on；
ezplot(abs(hrad0),[0,4*pi])；
grid on；
3 结论
不同的变换是通过保留模拟或数字滤波器的不同方面的特性得到的。如果我们想保留冲击响应的形状，我们得到脉冲响应不变法变换；如果我们想把一个差分等式的表达转换成相应的差分方程，我们得到有限差分逼近技术。此外，应用最为广泛的是“双线性变换法”，其保留了模拟域装换到数字域过程中的的系统函数。
参考文献
[1]程佩青.数字信号处理教程.[M].清华大学出版社,2000.
滤波器设计论文范文第14篇
关键词：LCLCL型滤波器；高频谐波；参数设计
中图分类号：TM46文献标识码：A
Abstract： The traditional LCL type filter can suppress the high frequency harmonics， and the LLCL filter can make the switching frequency harmonic bypass. In view of the class switching frequency harmonics and high frequency harmonics of the grid connected current of three-phase inverter， this paper proposes a new type of LCLCL filter. By combining the LCL type filter and the LLCL type filter in the series resonant branch， the filter parameters are designed to achieve a better filtering effect. Finally， three phase inverter simulation is carried out to verify the correctness and effectiveness of the LCLCL type filter.
Keywords： LCLCL filter； harmonic； parameter design
0 引言
随着对电能质量的提高和逆变器的发展，滤波器成为了目前的热点研究对象之一。对于滤波器的研究，不仅需要在成本、效率等方面进行考虑，同时为了保证电网的安全运行，对并网逆变器的电流质量也提出了越来越严格的要求，并制定了详细的并网标准，如IEEE 1547-2008、UL1741等国际标准。这些国际标准从单次谐波含量、总谐波含量、直流分量和功率因数等方面对进网电能质量提出了严格的要求[1-4]。
随着并网发电系统的发展，并网逆变器也朝着高效率、低损耗等方面发展。L型并网逆变器成本低，结构简单，易于控制，但滤波效果较差。若增大电感值改善滤波效果，又会增大滤波器的体积和成本，影响逆变器的动态响应[5-6]。相对于L型滤波器，LCL型具有更好的高频谐波衰减效果，能够更好的改善电流质量，然而LCL型滤波器
往往只考虑入网电流的总谐波畸变率大小，如需使开关频率及其整数倍频率的谐波分量_到电网标准，则需加大滤波器参数，从而增加了逆变器的成本。为了让开关频率谐波满足电网标准要求，有学者提出了LLCL型滤波器结构，LLCL型滤波器包含一个串联谐振支路，用来旁路开关频率谐波电流。但是LLCL型滤波器的高频衰减速率为-20dB/十倍频程，使得二倍开关频率及其以上倍开关频率难以满足电网标准。因此，在现有滤波器的研究基础上，分析探索新的滤波器拓扑，对于改善并网电能质量具有十分重要的指导意义以及应用价值[7]。
为了达到电网标准对高次谐波的要求，在LLCL滤波器的研究基础上，提出一种新型的LCLCL滤波器拓扑结构以及参数设计该滤波器不仅具有旁路开关频率谐波电流的优点，同时也克服了二倍开关频率及以上倍频率谐波衰减速率低的不足。本文首先介绍LCLCL滤波器的拓扑结构及其特点；其次建立数学模型，分析滤波特性；进而阐明参数设计步骤；最后，通过仿真验证了本设计的良好的滤波特性。
1 数学模型
图1为三相并网逆变器主电路拓扑，图2为其中一相的LCLCL型滤波器拓扑结构，可以看成由一个LCL滤波器和串联谐振支路组成。
其中： 为逆变器输出电压； 为电网电压； 为逆变器电感； 为网侧电感； 为串联谐振支路电感； 为串联谐振支路电容； 为滤波电容； 为逆变器侧电感电流、 为网侧电感电流； 为谐振支路和滤波电容支路总电流。
由图2可推导出滤波器并网侧电流 相对于输入电压 的的传递函数，如式（1）所示。
其中，
2 LCLCL滤波器特性分析
由图可知：
1）LCLCL滤波器具有一个负谐振峰，能有效滤掉一次开关频率谐波，保留了LLCL滤波器的优点；
2）LCLCL滤波器具有两个正谐振峰，记为 ， ，同LLCL滤波器一样，正谐振峰会导致系统谐振，为了有效地抑制谐振，可将阻尼电阻与谐振支路的滤波电容 进行串联，能有效减小LCLCL滤波器的正谐振峰峰值，从而抑制谐振；
3）从图中可以看出，LCLCL滤波器的高频谐波衰减速率为-60dB/十倍频程，克服了LLCL滤波器在高频段衰减速率低的不足；
4）LCLCL滤波器包括一个LC串联谐振支路，同样能旁路开关频率谐波电流，保留了LLCL滤波器的优点。
3 LCLCL滤波器参数设计
3.1 设计准则
当频率小于2/3开关频率时，LCLCL滤波器与LCL滤波器具有相同的相频和幅频特性。因此可参照LCL滤波器的参数设计方法来设计LCLCL滤波器的总滤波电容 、桥臂侧电感 、以及网侧电感 。其余参数 、 、 根据本文提出的公式进行设计。
下面以10kW三相逆变器为例，对滤波器参数进行设计。三相逆变器的参数如表1所示。
由上述结果可知，在相同参数条件下：LCLCL滤波器的开关频率谐波幅值小于LLCL滤波器，说明LCLCL滤波器具有旁路开关频率谐波电流的特性；LCLCL滤波器的二倍开关频率谐波和三倍开关频率谐波均要小于LLCL滤波器，说明LCLCL滤波器的高频衰减特性要强于LLCL滤波器。上述仿真结果与理论分析保持一致，验证了本文理论分析的有效性和正确性。
5 结论
本文提出了一种新的无源阻尼滤波器――LCLCL滤波器，其拓扑结构可以看成由一个LCL滤波器和一个串联谐振支路组成，给出了该新型滤波器的频率特性分析和参数设计。将其应用于三相逆变并网电路中，与LLCL滤波器对比，既具有LCL型滤波器-60dB/十倍频程衰减速率的优点，又具有LLCL型滤波器的对开关频率多次谐波的陷波作用。因此在相同参数条件下，LCLCL滤波器能实现更好的滤波效果。
本文提出的新型滤波器应用于三相并网逆变器中，取得了理想的效果。下一步研究将在LCLCL型滤波器的阻尼方法上展开，优化滤波效果并减小阻尼电阻带来的功率损耗。
参考文献
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滤波器设计论文范文第15篇
关键词：双边平行带线；平衡式滤波器；低通滤波器
中图分类号：TN713 文献标识码：A 文章编号：1672-3791（2016）10（a）-0000-00
A Novel Microwave Differential Lowpass Filter Based on Double-sided Parallel-strip Line
Qing-Yuan Lu
（Xinglin College， Nantong University， No.999， East Outer Ring Road， Nantong， 226000）
Abstract ─ In this letter， a novel microwave differential lowpass filter （LPF） is firstly proposed based on the double-sided parallel-strip line （DSPSL）. As the DSPSL is with the inherent differential transmission property， one of identical metal strips in DSPSL can be either signal line or ground for the other strip. The lowpass characteristic for the differential-mode operation is achieved when port 1’（ 2’ ） possess opposite signal lines as compared with port 1 （2）. L-C equivalent circuits for both differential-mode and common-mode are given to illustrate the frequency responses of the two modes. A demonstrated filter with 3 dB cut-off frequency at 1 GHz has been designed， fabricated and measured for the purpose of verification. The designed LPF features advantages of low in-band insertion loss and wide-band common-mode suppression. Good matching between the simulated and measured results has been observed， which verifies the proposed structure and its design concept.
Index Terms - double-sided parallel-strip line （DSPSL），Differential filter，lowpass filter.
一、 引言
S着现代无线通信系统的快速发展，平衡式电路因为许多的优点如抑制噪声能力、低串扰和低电磁干扰等优点，而受到了越来越多研究者的关注。滤波器作为一个频率选择器件，在无线通信系统中起着重要的作用。许多形式的传输线被用来设计平衡式滤波器，比如：微带线、带状线、双边平行带线和基片集成波导等[1]-[6]。
传统的平衡式滤波器设计方法并不容易实现具有高共模抑制度的平衡式低通滤波器。因为对于一对差分传输线而言，其差模情况下的等效电路始终会存在虚拟接地点。比如文献[1]-[4]中的结构并不能用来设计低通滤波器，因为其差模等效电路中拥有短路接地点。因此，很少有相关的论文涉及微波频段的平衡式低通滤波器设计。据作者所知，只有文献[8]-[9]提出了一种可以用来设计平衡式低通滤波器的方法，但是这种利用缺陷地结构来抑制共模信号的方法很难在实现较宽频带范围。
如图1所示，本文提出了一种新型的微波平衡式低通滤波器。该滤波器设计基于双边平行带线结构，拥有低带内插损和较宽的共模抑制能力等优点。并且介绍了一种滤波器的简单设计方法。
二、 滤波器设计
图1为所设计的平衡式低通滤波器的结构示意图。传统的双边平行带线是一种平衡式传输线，其结构中间层为介质，介质两面为对称的信号线。因为双边平行带线的对称特性，我们可以将“地”线和“信号”线互换使用。通过将端口处成对的SMA接头中的一个反接，可以实现差模等效电路与共模等效电路的互换，反之亦然。
差模情况下的低通特性是利用端口1（2）与端口1’（2’）相反的信号线来实现的。图2为平衡式低通滤波器的差模和共模的等效电路以及L-C原型。
图2 所设计的低通滤波器模的等效电路以及L-C原型电路
（a） 差模等效电路
（b） 共模等效电路
（c） 差模L-C原型电路
（d） 共模L-C原型电路
对于差模情况，如文献[11]第5章所述，可利用开路枝节实现低通响应。具有较高阻抗的传输线可以等效为电感（L1、L2和L3），那么开路枝节可以等效为接地电容（C1和C2）。在本设计中，我们将3dB截止频率设定为1GHz，两个传输零点分别设置在1.66GHz和2.3GHz用来提高低通滤波器的频率选择性。其零点的计算公式如下：
（1）
对于共模响应，短路枝节可以等效为电感（L4和L5）和电容（C3和C4）的并联。其共模的谐振点由并联的L4C3和并联的L5C4控制。而且这些共模谐振频点远离差模的通带响应，所以该平衡式低通滤波器可以在较宽的频带内抑制共模信号。
表1为实现上述差模低通滤波器所需的L-C的值。图3中的蓝线部分为该低通滤波器利用L-C原型电路进行仿真的频率响应。
基于上述理论分析设计了一款差分低通滤波器。其结构参数如下：l1 = 20 mm， l2 = 20 mm， l3 = 16 mm， l4 = 14 mm， w1 = 0.5 mm， w2 = 4.5 mm， w3 = 5.75 mm。基板采用罗杰斯4003C，其介电常数为3.38，厚度32mil，损耗角为0.0027。图3中带有红色三角的曲线为该滤波器通过软件仿真得出的频率响应。由图可见，与利用L-C原型电路的仿真结果吻合良好。
三、 测试结果
为了验证其理论的正确性，我们加工了该滤波器的样品。图4为该样品的照片。该滤波器的仿真结果是通过软件Aglient ADS 和Ansoft HFSS。电路样品测试采用Aglient公司的四端口矢量网络分析仪N5230A，该仪器可以同时测出差模和共模的S参数。图3为该平衡式电路的仿真与测试结果，两者吻合良好。从该滤波器的测试结果中可以看出，低通滤波器的3dB截止频率为1GHz，插入损耗小于0.22dB。该滤波器拥有良好的通带性能，而且10dB的共模抑制能力可以达到2.7GHz。
四、 结论
本文提出了一种基于双边平行带线的平衡式低通滤波器。通过相反的端口结构实现了平衡式滤波器差模响应的低通特性。为验证该理论，设计并制造了该滤波器样品，仿真与测试吻合良好。该滤波器的通带性能良好，并碛薪峡淼墓材R种颇芰Γ适用于现代无线通信系统。
致谢
项目基金：南通市科技计划项目（GY12015021）。
参考文献
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