偏置电路设计范文

偏置电路设计范文第1篇

关键词： 硅PIN光电二极管； 偏置电路； 电子滤波器； 闪烁探测器

中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）13?0159?03

Design and application of low?price bias circuit for Si?PIN photodiodes

JIA Mu?lin1， ZENG Guo?qiang2， MA Xiong?nan3

（1. Guangxi Radiation Environment Supervision and Management Station， Naning 530222， China； 2. Chengdu University of Technologe， Chengdu 610059， China；

3. China Institude For Radiation Protection， Taiyuan 030006， China）

Abstract： The Si?PIN photodiodes have been more and more widely used in the areas of weak light signal detection， but the result of detection is more likely affected by bias voltage and other factors. The high?stability bias voltage with low ripple coefficient is essential for accurately achieving the detected weak light singal. A Si?PIN photodiode bias circuit based on TPS61040 DC/DC boost converting chip was design and applied to the weak light signal detection of the NaT （Tl） scintillator. A good result was achieved.

Keywords： Si?PIN photondiode； bias circuit； electronic filter； scintillator detector

硅PIN光电二极管（以下简称SPD）作为一种成熟的半导体光电器件，因其特有的优势在自控、通信、环保、医疗及高能物理研究等领域得到了越来越广泛的应用，但其使用极易受所加偏置电压的影响。因此，在实际应用中对SPD上所加的偏置电压的要求非常苛刻，必须具备很低的纹波系数和良好的稳定性，这也就造成常用的SPD偏置电路成本较高。针对这一情况，本文将介绍一款基于TPS61040电压转换芯片的偏压电路设计，并将其应用于NaI（Tl）+SPD辐射探测器的信号检测。

1 硅PIN光电二极管与偏置电压关系

1.1 SPD及其偏置电压简介

与普通光电二极管相比，SPD是由中间隔着本征层的PN结构成。当在PN两端外加反向偏压时，内建电场几乎集中于I层，使得耗尽层厚度加大，增大了对光子的吸收和转换有效区域，提高了量子效率；同时，PN节双电层间距加宽，降低了器件本身的结电容，如图1所示。使得器件的响应速度提高，有利于在微弱光脉冲信号检测领域的运用；此外，结电容的降低减小了信号电荷在其上的分配，有利于为前置放大电路输入更多的原始信号电荷。

图1 偏置电压与结电容关系

1.2 偏置电压电平选择

但偏置电压不是越高越好，原因是SPD的暗电流随偏压的增加而增加，如图2所示。当偏压超过一定值时，暗电流随偏压呈线性增长趋势，使得整个系统的信噪比迅速降低。在进行微弱光信号检测时，若所加偏压自身噪声较大，将直接影响到有用信号的提取，甚至可能将有用信号完全湮没。综合SPD的特性曲线和实验结果，一般将偏置电压设定在24 V。

图2 偏置电压与暗电流关系

2 偏置电路设计

2.1 升压芯片确定

通常，便携式仪器配用的电源电压为较低，无法满足SPD偏置电压电平24 V的要求，须进行升压处理。目前，主要选用APD（雪崩光电二极管）专用升压芯片（如：MAX5026，MAX1932等）构成SPD的偏置电路，但成本相对较高，且这类芯片升压幅度远超过SPD的需要，造成了一定的浪费。因此，设计一款低成本的SPD专用偏置电路是非常有必要的。

本文选用的TPS61040升压芯片是一款由德州仪器公司生产的电感式DC/DC升压转换器，其主要特点是价格低、功耗低、转换效率高。该芯片采用脉冲频率调制（FPM）模式，开关频率高达1 MHz；输入电压范围为1.8～6 V，可选用的供电电源较为丰富，适用性强；最高输出电压可达28 V，可满足绝大部分SPD的偏压电平要求。

2.2 TPS61040工作原理

TPS61040的内部功能结构如图3所示，其脉冲频率调制模式（PFM）工作原理如下：转换器通过FB脚检测输出电压，当反馈电压降到参考电压1.233 V以下时，启动内部开关，使电感电流增大，并开始储能；当流过外部电感的电流达到内部设定的电流峰值400 mA或者开关启动时间超过6 μs时，内部开关自动关闭，电感所储能量开始释放；反馈电压低于1.233 V或内部开关关闭时间超过400 ns，开关再次启动，电流增大。通过PFM峰值电流控制的调配，转换器工作在不间断导通模式，开关频率取决于输出电流大小。这种方式使得转换器具有85%的转换效率。芯片内部集成的MOSFET开关，可使输出端SW与输入端隔离。在关断过程中输入电压与输出电压间无联接，可将关断电流减小到0.1 μA量级，从而大大降低了功率。

图3 TPS61040的功能模块

2.3 升压电路设计

本文设计（图4所示）采用5 V电池作为电源，输出电压+24.5 V。根据TPS61040的数据手册可知反馈电平决定了输出电压的值，反馈电平又与分压电阻直接相关，输出电压[Vout]可按如下公式计算：

[Vout=1.233*（1+RTRB）]

式中：[RT]和[RB]分别为上下分压电阻，在电池供电的情况下，二者的最大阻值分别为2.2 MΩ与200 kΩ。在选择反馈电阻时，应综合考虑阻值与反馈电平的关系，较小的阻值有利于减小反馈电平的噪声，本文中[RT]和[RB]分别选用阻值1 MΩ与51 kΩ的电阻，根据上式可得输出的电压电平为24.5 V。为减小输出电压的纹波，可在[RT]上并联一补偿电容。三极管[Q1]用于隔离负载与输入电源。

图4 升压转换器原理图

2.4 滤波电路设计

根据PFM模式的工作原理可知，流过储能电感的电流呈现周期性的变化，从而将其内贮存的磁能转化为电能输出，造成了偏置电路的输出电平也呈周期性变化，波形近似为三角波，如图5所示。这使得升压转换器输出的电压不能直接用于的SPD偏置。

要得到理想的偏置电压，必须对其进行处理。本文采用电子滤波器来完成偏压的滤波，电路原理如图6所示。根据电子滤波器有放大电容的作用，可以用容量和体积均较小的电容来实现超大电容的功能，基本设计如图6所示。通过滤波处理后，成功将偏置电压的纹波控制在2 mV以内（见图7），且整个偏压电路体积较小，而且成本较低。

图5 升压转换器输出电压波形

图6 偏压滤波原理图

图7 滤波后的偏压

3 应用实例

本文选用的SPD为滨淞公司S3590?08型大面积硅PIN光电二极管，可用于闪烁探测器中光电转换功能，选用的闪烁体为一块体积Φ30 mm×25 mm的圆柱形NaI（Tl）晶体，通过一块聚光光锥将NaI（Tl）晶体发出微弱光线汇集到S3590?08的受光面进行探测，并采用本文设计的升压电路为S3590?08提供偏压；选用的放射源核素为Cs?137。SPD输出信号经过前置放大器（原理如图8所示）处理后，输出信号的波形如图9所示，可见本文设计的偏置电路基本达到辐射信号检测的需要。

图8 前放原理图

图9 加有偏压核脉冲信号波形

4 结 论

本实验表明，基于TPS61040升压转换器的升压电路是可以用作对偏压要求较高的SPD的偏置电源，与采用APD专用偏压芯片构成的同类电路相比，成本更低，且电路结构简单、功耗较低、体积较小，具有一定的实际运用价值。

参考文献

[1] 尼曼（美）.半导体物理与器件[M].3版.北京：电子工业出版社，2005.

[2] 凌球，郭兰英.核辐射探测[M].北京：原子能出版社，1992.

[3] 侯振义.直流开关电源技术及应用[M].北京：电子工业出版社，2006.

[4] 薛永毅.新型电源电路应用实例[M].北京：电子工业出版社，2001.

偏置电路设计范文第2篇

【关键词】单电源供电；直流耦合；运算放大器

中图分类号：S611文献标识码： A

1.引言

大多数运算放大器要求双电源供电，即用两个端电压大小相等、极性相反的电源分别与运算放大器的+VCC端子和-VEE端子相连，而公共端接地。运算放大器本身没有接地端子，任何接地的输入信号源也就自动以+VCC和-VEE之间的中点电压（地电位）为参考点，所以输出电压也自动以地电位为参考点。单电源供电则不同，电源的正负端分别与+VCC和-VEE相接，-VEE同时作为输入输出的接地点。单电源和双电源供电最大的不同是输出的动态范围，双电源供电的输出电压不可能低于-VEE，也不可能高于+VCC，因此输出动态范围是接近但小于从-VEE到+VCC的一个正负区间；而单电源供电的输出动态范围是接近但小于0V到+VCC的一个正值区间。单电源运放设计技术的复杂性，就在于除了要考虑输入输出之间的传输特性，如的同相、反相以及增益外，还要根据输入信号的变化范围设计适当的偏置电路，让输出信号的变化始终处在低于电源电压VCC的正值范围以内。要解决这个问题有时采用交流耦合可能会简单一些，但这会使带宽变窄，对于某些输出信号变化非常缓慢的传感器来说不适用。因此本文只讨论直流耦合单电源运放的设计技术。

实际上，因为运算放大器本身没有接地管脚，无论双电源供电的普通运放还是特意指明的单电源运放，只要+VCC和-VEE之间不超过最大额定电压，都可以双电源供电或单电源供电，但普通运放采用单电源供电做不到0V输入、0V输出，应用有一定的局限性。而特意指明的单电源运放，由于内部输入输出电路经过专门设计，既可以0V输入也可以0V输出，比如LM324的输出范围是0V至VCC-1.5V。特别是具有轨对轨（Rail-to-Rail）特性的单电源运放比如OPA2350、MAX4634、MAX492等，输出范围非常接近0V到VCC。再就是普通运放一般需要±10V以上的电压才具有良好的性能，改为单电源供电后需要20V以上，这对低压、低功耗的的便携设备是不太合适的。以下讨论都以具有轨对轨特性的单电源运放为基础。

2.设计思路

设计一个单电源供电的运放电路，如果已知输入电压从变化到时，对应的输出电压从变化到，那么根据线性关系，对于允许范围内任意的输入电压，相应的输出电压必然满足直线方程：

其中，

是电路的交流增益，是同相放大电路，是反相放大电路。是由偏置作用在输出电压上产生的偏移电压（表现为轴上的截距），可由任意一对已知的输入、输出电压求得：

通常它与输入电路上所加的一个固定偏置电压源存在如下比例关系：

是比例系数。对普通双电源运放总有，而单电源运放却不一定，而且可正、可负。综合上述、及与和的各种组合，可以得到表1列出六种情况，分别对应着一种类型的电路。因此，我们可以事先根据和的取值特征，以 作为传输特性设计出六种类型的通用电路，并给出和与电路元件之间的关系式。针对具体应用时，只要根据设计要求，任意给出两对输入输出电压，便可通过前边给出的公式计算出电路的交流增益和偏移电压，然后根据和的符号和取值选择相应类型的电路，并计算元件参数。

表1

3.不同类型的单电源运放电路

以下各个电路中略去了电源的连接。实际一概应为：电源的正端接运放的+VCC管脚，负端接-VEE管脚和地。

3-1 ， 无偏置同相放大电路

可以采用图1所示的电路。输出与输入电压的关系为：

图1 ， 无偏置同相放大电路

对比 ，电路的交流增益为，。

3-2 ， 无偏置反相放大电路

可以采用图2所示的电路。输出与输入电压的关系为：

图2 ， 无偏置反相放大电路

对比 ，电路的交流增益为，。

3-3 ， 正偏置同相放大电路

可以采用图3所示的电路。输出与输入电压的关系为：

图3 ， 正偏置同相放大电路

对比 ，以及，可知电路的交流增益和偏置系数分别为：

这种电路允许输入信号在正负之间变化，当时，输出动态范围最大。

如果让电路中，，则输出与输入的关系可以简化成：

电路的偏置系数，交流增益和偏移电压可以分别调整互不影响，而且只有两个电阻参数需要计算。此时，电路获得最大输出动态范围的条件是。

3-4 ， 正偏置反相放大电路

可以采用图4所示的电路。输出与输入电压的关系为：

图4 ， 正偏置反相放大电路

对比 ，以及，可知电路的交流增益和偏置系数分别为：

这种电路也允许输入信号在正负之间变化，且当时，输出动态范围最大。

让电路中，，则输出与输入的关系可以简化成：

电路的偏置系数，交流增益和偏移电压可以分别调整互不影响，而且只有两个电阻参数需要计算。此时，电路获得最大输出动态范围的条件是。

3-5 ， 负偏置同相放大电路

可以采用图5所示的电路。输出与输入电压的关系为：

图5 ，负偏置同相放大电路

对比 ，以及，可知电路的交流增益和偏置系数分别为：

这种电路只允许输入信号在某个正值区间变化（参见表1）。

3-6 ， 负偏置反相放大电路

可以采用图6所示的电路。输出与输入电压的关系为：

图6 ，负偏置反相放大电路

对比 ，以及，可知电路的交流增益和偏置系数分别为：

这种电路只允许输入信号在某个负值区间变化（参见表1）。

4.设计举例

某采用VCC=+5V单电源供电的便携仪器要求把磁通门传感器输出的-7V到+7V电压转变成为0到5V的电压，之后送给ADS1251 24位AD转换器。我们选用轨对轨输出的单电源运放MAX4634完成这个转换工作。首先用输入输出特性上的两个已知点（-7V，0V）和（7V，5V）计算要求的交流增益和输出偏移量：

因为，，所以选用图3所示的正偏置同相放大电路。同时让，，使输入输出关系式得以简化。根据前面的讨论，这时电路的偏移电压，交流增益=0.357，取，则。设计结果如图7所示。

图7 正偏置同相放大电路设计实例

本实例取自笔者开发的仪器，已应用多年。

参考文献：

[1] Bruce Carter and Ron Mancini. Op Amps forEveryone, 3rd Edition. Baston (MA,USA): Newnes,2003.

偏置电路设计范文第3篇

关键词：出线偏角；安全净距；措施；校验

1控制偏角θ的原因

设线路绝缘子串的长度为λ, 出线对架构横梁垂直线的偏角为θ。则带电导线对构架横梁的相地距离在不考虑风偏等因素的情况下为λ*cosθ，随着θ的增大，此值变小，当θ大到一定程度，此值就会小于安全距离。

2偏角θ超过了要求限值的几种情况介绍

2.1不少变电站已运行了几十年，变电站原有架构一般采用环形水泥电线杆和三角形桁架梁作为承重受力架构，由于超期服役、材料老化和线路升级（荷载加大）等原因，目前部分变电站架构已经出现较为明显的变形和电杆倾斜，危及电网设备的安全运行。淮安220kV淮阴变存在上述情况，于2010年进行了构支架改造工程可行性研究。淮阴变原220kV采用双母线带旁路接线方式，配电装置采用户外半高型布置方式，改造后取消旁母，配电装置改为支持管母双列、单向出线中型布置，均为架空出线方式。配电装置间隔宽度由14m调至13m，220kV配电装置场地增加了环形道路，间隔位置出现了平移，与线路终端塔位置发生了偏移。

2.2淮安地区110kV户外变电站普遍采用江苏电网输变电工程标准化设计110-A-1方案。一般一期110kV架空进线2回，分别开入110kVI、II段母线，两回进线在变电站构架处中心距为26.7m，如果线路终端塔位置距离变电站构架不足够远，偏角θ就会超过要求的数值。如图示为淮安110kV黄集变间隔和线路终端塔位置示意图，线路采用同塔双回架设，终端塔距离变电站构架为21m。用制图法测得1#进线A相偏角为35.63o，B相偏角为31.36o，C相偏角为26.43 o。2#进线偏角也已超出了要求值。

3偏角θ的校验及解决措施

3.1 偏角θ的校验实际就是相地距离的确定。

（1）进出线引下线与架构支柱间的相地距离校验按三种情况求出D1值，此三种情况分别为①大气过电压、风偏条件；②内部过电压、风偏条件；③最大工作电压、短路摇摆、风偏条件。

计算公式D1≥OC+fYsinα”+A”+d/2*cosα”＋r＋b/2（式中参数见前图示）。

其中A”为上述三种状态下带电部位至接地之间的最小电气距离；fY为引下线的弧垂；α”为风偏摇摆角；d为导线分裂间距；r为导线半径；b为架构立柱直径（单位cm，下同）。

（2）当采用跳线时，边相跳线与架构支柱间的相地校验按下式校验计算：D1≥x1+ A1+d/2*cosα1＋r＋b/2（x1为跳线的风偏水平位移，α1为跳线的风偏摇摆角）。

黄集变进线采用跳线方式，经计算，图示1#出线C相跳线与架构支柱间的相地距离D1≥约180cm。

（3）阻波器风偏要求的相地距离按下式计算：D1≥X1+X2+A1＋b/2（X1为阻波器的风偏水平位移，X1为悬挂阻波器的绝缘子串的风偏水平位移）。

（4）架构上人与带电体保持B1值（带电作业时带电部分至接地部分之间的最小电气距离）所要求的相地距离按下式计算：D1≥B1+41.3/2+d/2*cosα＋r＋s（s为带电体在架构上人时的风偏水平位移，α1为带电体的风偏摇摆角）。

（5）相地距离的推荐值。根据以上引下线及跳线在各种状态下的风偏摇摆，阻波器的风偏摇摆，架构上人与带电体保持B1值等所要求的相地距离，取其中的最大值作为进出线相地距离的推荐值。

3.2 类似构支架改造工程可以采取调整间隔距离和宽度来对线路终端塔位置，使偏角θ满足要求。在淮阴变构支架改造工程中，为了缩小间隔位移，使变电间隔尽量对原有线路终端塔位置，除了采取整体平移、灵活布置母联、母设间隔位置外，另外在间隔中间还增加了3m宽的巡视小道。加上线路终端塔位置距离变电所较远，经现场勘察并校验偏角θ均能满足要求。

3.3 对于采用江苏电网输变电工程标准化设计110-A-1方案的110kV户外变电站，在不影响红线的前提下，可以采用倒推的方法确定线路终端塔位置。在双回进线间隔距离为26.7m的情况下，线路终端塔至少离变电站构架多远，才能够避开偏角θ过大的可能性。经计算并校验，此距离约为42m。

对于如黄集变的偏角θ已超过范围的情形，可以采取调整线路挂线位置和增加跳线的措施。在以后类似此种变电站方案（单母分段，四回进线），一期线路终端塔设计中建议上两基，一方面确保了安全可靠，又便于后期扩建。

3.4 另外，在设计中还应注意，为满足出线架构侧向受力条件，220kV和110kV出线偏角平均值（正反向）不应大于10 o。如果出线零挡采用同塔双回路，则终端塔宜设在两出线间隔的垂直平分线上。

4结语

偏置电路设计范文第4篇

1 概述

MAX3863是美国MAXIM公司生产的带有调制补偿的激光驱动器，适用于在传输速率为2.7Gbps的光纤网络中，可用作WDM和SONET/SDH传输系统中的光发射机。该产品的输出光平均功率和消光比不随温度变化，而且在激光管的使用寿命期间能始终保持消光比恒定。MAX3863的主要特性如下：

*采用3.3V的单电源工作；

*仅需58mA的供给电流；

*具有高达2.7Gbps的传输速率；

*内含带调制补偿的自动功率控制（APC）电路；

*偏置电流带有设置（可达100mA）端和电流调制（可达80mA）端；

*仅有低至50ps的上升沿时间/下降沿时间；

*具有电路工作失效警告和ESD保护功能。

图1 MAX3863内部原理框图

2 内部结构及引脚功能

2.1 内部结构

MAX3863的内部结构如图1所示，它主要由高速调制电路、电流监视电路和带调制补偿的APC电路组成。其中高速调制电路包括输入级电路和输出级电路，主要功能是对输入信号进行调制，并为外部激光管提供所需的激励电流信号；电流监视电路主要是为用户提供驱动器的工作失效信息；APC电路能自动调整激光管的偏置电流和调制电流，以维持光输出平均功率稳定和激光管的消光比恒定。

当MAX3863正常工作时，数据从DATA-端和DATA+端输入并经数据转换器重新定时同步后，控制高速差分调制器输出以实现调制，调制后的信号将从MOD端和MODN端输出，云驱动外接激光管；当电路发生故障或其它意外情况发生时，输出关闭，同时FAIL端输出低电平以示警告；当输出功率变化或激光管的消光比发生变化时，APC电路使监控反馈电流信号从MD端输入，并经比较器比较放大后控制外接激光器的偏置电流和内部差分调制器的调制电流，从而达到自动稳定输出功率和消光比之目的。

2.2 引脚功能

MAX3863的引脚排列图如图2所示，现将各引脚的功能描述如下：

Vcc(1,4,5,8,14,19,22,27)：电源供给端；

DATA-(2)、DATA+（3）：分别为数据反、正向输入端；

CLK+（6），CLK-(7)：分别为用于数据重定时的时钟正向、反向输入端；

APCSET(9)：监控二极管反馈电流参考设置端；

APCFILT1(10),APCFILT2(11)：外接APC环路滤波电容端。净APCFILT1短路接地时可使通过监控二极管的调整电路失效。在设计时，APCFILT1和APCFILT2通过电容相连（电容典型值为0.01μF）可延长监控反馈电流的作用时间；

PWC+(12),PWC-(13)：输入调制脉冲信号宽度调整端，应用时可通过调整电阻（RPWC）接地；

MK+（15），MK-(16)：监视输入脉冲信号强度正向、反向输出端；

FALL(17):驱动器电路失效警告端，当驱动器电路失效时，该脚输出低电平；

BIAS(18)：偏置电流输出入端，一般通过电感线圈与激光管连接；

MOD(20)，MODE(21)：调制信号输出端；

MD(23)：监控光二极管反馈输入端；

MDMON(24):监控反馈电流监视输出端；

MODMON(25):调制电流监视输出端；

BIASMON(26)：偏置电流监控输出端；

MODCOMP(28)：偏置电流与调制电流的耦合量设置端；

MODSET(29)：固定调制电流设置端；

BIASMAX(30)：激光管偏置电流设置端，可通过外接电阻来设置激光管偏置电流的最大值；

EN(31)：输出控制端，低电平有效；

RTEN(32)：数据重定时控制端，低电平有效。

3 应用设计

MAX3863是MAXIM公司的第二代激光驱动器产品，由于集成度高，因此应用时需要用户设计的电路比较少。但由于MAX3863传输速率高达2.7Gbps，电路布局对性能影响很大，因此设计时也具有一定的难度。设计工作主要是选择激光管和设计各种相关电流。MAX3863在应用时，外接激光管一般应采用交流耦合方式，图3所示是MAX3863的交流耦合典型应用电路，图中，激光管与MAX3863采用交流耦合方式；MAX3892是串行数据生成器，主要作用是将多路数据合并，并使之串行化，图中未标注的元器件参数可由用户在实际应用中确定。下面介绍MAX3863作为光发射机的应用设计过程。

3.1 激光管的选择

在利用MAX3863设计发射机时，第一步工作是根据实际需求选择合适的激光管。一般情况下，用户首先应根据所需光输出平均功率来确定所需激光管的输出平均功率和消光化，而且在满足输出功率的前提下尽量使消光比大一些；输出功率和消光比确定后，可根据表1中功率与调制电流的关系来确定激光管的其它参数，然后再根据这些参数来选择满足条件的激光管；此外，在选择激光管时，激光管的偏置电流不应超过MAX3863的偏置电流设定范围。

表1 光功率关系表

参 数表示符号关系式平均光功率PAVGPAVG=(P0+P1)/2消光比rere=P1/P0最大光功率P1P1=2PAVGre/(re+1)最小光功率P0P0=2PAVG/(re+1)光幅度Pp-pPp-p=P1-P0激光管斜率ηη=Pp-p/IMOD3.2 相关电流的设计

MAX3863的相关电流可由外接元器件来确定，因此，相关电流设计的实质是确定MAX3863的外接电阻值。

a. 调制电流IMOD的设计

当激光管选定后，可按下式确定调制电流IMOD：

IMOD=2Pavg(rs-1)/η（re+1）

式中，各参数的物理意义见表1所列。此外，调制电流IMOD除应满足MAX3863的调制电流设定范围外，还应满足以下条件：

Vcc-IMOD(RD+RL)/2≥1.8V

式中，RL为激光二极管偏置端电阻（典型值为5Ω）；RD为串联匹配电阻（典型值为20Ω）.若上述关系式不能满足，可适当调整RL和RD的值；一般情况下，RL和RD用典型值即可。

由于耦合电容和输出上拉电感可能会引起系统性抖动，从而造成信号低频成分的丢失，因此，耦合电容CD应满足下列条件：

CD(RD+RL)>Lp/(RD+RL)

式中，Lp为输出端上拉电感值;C为输出耦合电容值。实际上，对于连续数字流（CID），为了保证周期内的信号峰-峰值下降度不大于3％，对延时常数（τ=35×t）应有一定的要求。对于本实际电路，可根据τ=Lp/25Ω和上述各关系来确定Lp和CD的值。

一般情况下，IMOD设计的实质是确定RD、RL、Lp和Cd的值，用户可根据实际情况，在兼顾各项性能指标的同时，利用上述关系式合理选择。

b. 固定调制电流IMODS和补偿调制电流IMODC的设计

MAX3863内有一调制补偿电路，其作用是根据偏置电流变化来改变调制电流，以维持输出功率和消光比的恒定。由图1可知，调制电流（IMOD）由固定调制电流（IMODS）和补偿调制电流（IMODC）组成，其中，固定调制电流（I

MODS）由IMODC端的外接电阻（RMODSET）确定；而补偿调制电流（IMODC）则由补偿因子K和偏置电流（IBIAS）之积所决定。因此，对于本电路，有：IMODS=200×1.2V/RMODSET

IMODC=KIBIAS=200×5IBIAS/(500+RMODCOMP)

式中，RMODSET是MODSET端的外接电阻，RMODCOMP是MODCOMP端的外接电阻。

c. 最大偏置电流IBIASMAX的设计

图3 MAX3863的交流耦合典型应用电路

当APC电路正常工作时，激光管的偏置电流IBIAS将随监控反馈电流的影响而变化，从而维持输出功率的稳定。当APC电路失效时，激光管的偏置电流尖能防止电流过大而烧坏芯片和激光管，因此，必须对激光管的偏置电流的最大值加以限制。在实际应用中，用户可利用BIAXMAX端，并通过外接电阻来设置IBIASMAX。当激光管选定后，实际的领导置电流已确定，因此，设置IBIASMAX的实质是确定BIAXMAX端的外接电阻值。设置公式为：

IBIASMAX=200×1.2V/RBIASMAX

式中，RBIASMAX为BIASMAX端的外接电阻值。

需要指出的是，在选择BIAXMAX端的外接电阻时，为使电路能正常工作，一定要使IBIASMAX比正常工作时的IBIAS稍大一秒。

d. 监控二极管反馈电流参考值IMD的设计

监控二极管反馈电流通常从MD端进入APC电路，并与正常工作时的监控二极管反馈电流参考值IMD进行比较。若存在误差，则需调整偏置电流，以保证输出功率稳定。而监控二极管的反馈电流参考值是通过APCSET端外接电阻来设置的。当电路工作状态处于稳态时，在误差容许范围内，监控二极管的反馈电流应与IMD相等。当激光管选定后，根据所需输出光功率和激光管的参数就能确定电路稳态时的IMD值，因此，设置IMD的实质是确定APCSET端的外接电阻值。

由于通过APCSET端外接电阻的禁带电压始终保持在1.2V，因此，用户可利用下面的公式来计算APCSET端的外接电阻值。

IMD=5×1.2V/RAPCSET

式中，RAPCSET为APCSET端的外接电阻值。

与IBIASMAX设计不同的是在选择APCSET端的外接电阻值时，应使IMD与电路稳态工作时的监控二极管的反馈电流相等。

3.3 应注意的问题

由于MAX3863是高频产品，电路布局对其影响很大。因此，在电路设计时，应采用性能优越的高频布局技术，并应采用具有公共接地层的多层电路板，以降低电磁干扰和交越失真。电路板应用采用低损耗的介质材料，以减少能量损耗；激光管与MAX3863之间的连接线应尽量短一些，以减少能量消耗和交越失真；此外，数据输入端、时钟输入端和调制输出端的引线均应采用阻抗可控的传输线，以便于电路调整，减少能量损耗和降低干扰。

偏置电路设计范文第5篇

【关键词】带隙基准源；LDO稳压器；温度系数；电源抑制比

1.引言

随着电子技术的高速发展，DC/DC变换器已广泛应用于便携式电子系统中，如笔记本计算机、蜂窝电话、寻呼机、PDA等。而低压差LDO（Low Drop-out）属于DC/DC变换器中的降压变换器，比传统的线性稳压器有更高的电源转换效率，而比开关式稳压器有更简单的结构、更低的成本和更低的噪声特性，广泛应用在锂电池充电以及低压数字电路电源等场合。带隙（Bandgap）基准电路由于具有较高的精度已被广泛应用在各种模拟集成电路中。基准电压的精度直接影响输出电压的精度，因此高精度基准参考电压电路是LDO稳压器的的关键模块。

典型的LDO线性稳压器的系统框图如图1所示。主要由调整元件（Pass Element）、参考基准电路（Reference）、误差放大器（EAMP）及采样电阻网络（RS1及RS2）等组成。其工作原理是：电路上电后，启动电路使电路尽快上电启动，误差放大器的同相输入端输入由采样电阻RS1及RS2对输出电压VO采样后的采样电压VP，且VP=Vout·RS·[1/（RS1+RS2）]；反向输入端输入带隙基准模块产生的带隙基准电压VREF，误差放大器的输出驱动调整元件，通过改变其导通电阻，最终实现稳定输出，输出电压Vout为：

具有良好性能的带隙基准电路必须保证在一定的范围内随着电源电压、工艺参数及温度的变化而发生极小的变化。虽然通过复杂的电路设计可以使得设计的基准电压具有极小的温度系数和极高的电源抑制能力，但过于复杂的电路设计会导致电路较高的电流消耗，从而使整个LDO的静态电流增加，效率降低。本文设计了一款基于LDO器的结构较为简单的带隙基准电路，放大器设计为三级放大，具有较高的增益，从而可减小基准电压源温度系数的漂移；经过对放大器偏置电路的精心设计获得较好的电源抑制能力。

2.带隙基准基本电路的结构与实现

带隙基准源发展至今，已取得了许多成就，为了满足不同的要求，有很多种不同的电路构架。其主要工作原理是利用工艺参数随温度变化的特性，产生正负两种温度系数，正温度系数电路的实现一般是用运算放大器使得偏置在不同电流下的两条电路支路电压相等，通过在大电流密度的支路上串联一个电阻就可以得到两个VBE电压之差。而负温度系数则直接使用双极晶体管的基极-发射极的PN结电压。图2是带隙基准的基本电路结构，R1支路产生VBE电压，运算放大器AV使得X点和Y点稳定在近似相等的电压，在R3上就可以得到两个VBE电压之差，然后利用运算放大器的负反馈通过电阻比值把两个电压相加，就可以在放大器的输出端得到基准电压。

对图2进行分析，输出电压为：

从式（2）、（3）中可得到带隙基准电压只与PN结的正向压降、电阻的比值以及Q2和Q1的发射区面积比有关，因此在实际的工艺制作中将会有很高的精度。当基准建立之后，基准电压与输入电压无关合理设置电阻比例和PNP管发射极面积比，可以使正负温度系数相抵消，使带隙基准电压VRE具有接近零的温度系数。

3.本文设计的基准电路图

3.1 带隙基准电路中运放和偏置电路的设计及分析

基于上述原理，设计的带隙基准电路如图3所示。电阻R1、R2、R3和晶体管Q1以及Q2构成带隙核心电路；晶体管M1～M9组成了图3中的运算放大器AV，该运算放大器有三级放大从而可获得较高的增益，较高的放大器增益可确保流过电阻R1和R2上的电流相等，从而可减小由于流过电阻R1和R2上的电流的差别导致的基准电压源温度系数的漂移；M10、M11和电阻R4为放大器提供偏置。

3.2 其他重要组成电路的设计

小宽长比的MOS管M12、M13和电阻R5串连，组成一个等效电阻很大的二极管，构成启动电路；电容C1、C12为补偿电容，同时，C1还兼有输出滤波功能。电路的工作过程如下，当电路刚上电时，电路处于锁定状态，M8截止，启动电路将M9的栅极电压下拉至零，M9导通，产生较大的VRE，同时产生偏置电流，使电路摆脱锁定状态，由于运算放大器的负反馈作用最终将输出电压VREF稳定在由（4）式确定的值上。

3.3 带隙基准电路

该电路设计的新颖之处在于放大器的偏置电路的设计上。从对输入电源Vcc的电源抑制特性上考虑，要提高输出电压VREF的电源抑制比，就需要提高负反馈运算放大器的电源抑制比。图3设计的偏置电路中，若去掉晶体管M11，同样可以产生偏置，但此时偏置电流与电源电压直接相关，使得整个电路的电源纹波抑制能力差。增加了M11管后，通过使用电路产生的基准电压VREF来产生电路的偏置电流，从而可大大提高电路的电源纹波抑制能力。

4.性能仿真验证

表征基准电压源性能的主要参数有基准电压温度系数以及基准电压对电源变化的抑制能力包括电源抑制比和电压调整率。高精度基准要求较小的温度系数和强的电源抑制能力。

根据以上分析，使用Cadence Spectre对电路进行仿真，图4为带隙基准源温度特性曲线仿真结果。从图4可以得出，由温度系数ar（表示由于温度变化引起输出电压的漂移量）的计算公式：

温度从-40～140℃变化时，温度系数为7.7?10-6/℃，电路表现了良好的温度特性。

图5为电压源抑制比（PSRR）仿真结果，可以看出在低频时，基准源电路的电源抑制比可达-76dB。

图6为电源供电电压扫描仿真结果，从图中可以看出，电路能够正常启动的正常启动的最低电压为1.5V，同时考虑温度和模型变化时，电路的正常工作范围为2～4.5V。

5.结论

本文针对LDO线性稳压器对基准模块一方面有较高的精度要求，另一方面又有较低静态电流要求的矛盾，设计了一个结构简单实用，性能出色的带隙基准电路。仿真结果表明，基准电压的温度系数较小，电源抑制能力较强。同时，启动电路及偏置电路的设计可以为其他相关电路的设计提供很好的借鉴。

参考文献

[1]Behzad Razavi，陈贵灿，程军，张瑞智等译.模拟CMOS集成电路设计[M].西安：西安交通大学出版社，2003.

[2]康华光，陈大钦，张林.电子技术基础（模拟部分）[M].北京：高等教育出版社，2006.

[3]杨卫丽，汪西川，邓霜.一种低功耗差动CMOS带隙基准源[J].微计算机信息，2005（07）：120-122.

[4]程军，陈贵灿.两种新型CMOS带隙基准电路[J].微电子学与计算机，2003（07）：67-70.

[5]曾健平，田涛，刘利辉等.低功耗高电源电压抑制比CMOS带隙基准源设计[J].湖南大学学报（自然科学版），2005（05）：39-42.

[6]姜生瑞，郭利芳，张颖斐.高性能带隙基准电压源的设计[J].电子测试，2012（09）：62-67.

[7]Philip E.Allen.CMOS Analog Circuit Design，Second Edition.Beijing：Publishing House of Electronics Industry，2002：84-179.

[8]Wilson，V.Current-mode amplifiers，Circuits and Systems，IEEE International Symposium on Digaital Object Identifier.1989，vol.3：1576-1579.

偏置电路设计范文第6篇

关键词：KU波段低噪声放大器；设计；理论；仿真

中图分类号： S611 文献标识码： A

一、低噪声扩大器设计理论

（一）低噪声扩大器的电路构造

低噪声扩大器通常由扩大器材、输入输出匹配网络、级间匹配网络和直流偏置电路等有些构成。低噪声扩大器的电路构造方式有平衡式和非平衡式两种。这篇文章选用有反应的非平衡式扩大器。相对于平衡式扩大器，其主要长处是构造简略紧凑、本钱更低，在取得低噪声功能的同时也可取得较高的增益，且能在较宽的频率范围内取得平整的增益特性

（二）低噪声扩大器的性能指标

微波低噪声扩大器的主要指标有：作业频带、稳定性、噪声系数、增益、驻波系数以及增益平整度等。其间噪声系数和增益对全部体系的影响较大。

1、稳定性

通常将扩大器分为肯定稳定和潜在不稳定两大类。假如负载阻抗和源阻抗能够恣意挑选，扩大器都能稳定地作业，则称为肯定稳定或无条件稳定；假如负载阻抗和能源阻抗不能随意意挑选，只有在一定范围内取值扩大器才干稳定作业，称为潜在不稳定或有条件稳定。肯定稳定的充要条件为：

2、噪声系数

噪声系数的定义是输入端信噪比与输出端信噪比的比值。信号经过放大器以后，因为放大器发生噪声，使信噪比变坏，信噪比降低的倍数即是噪声系数。在计算多级放大器的噪声功能时，主要考虑的是系统总的噪声系数。级联二端口网络噪声系数的计算公式为：

由上式可知，当最高级网络的增益足够大时，最高级网络的噪声系数F1对体系的总噪声系数Ftot起决定作用。因而，要降低放大器的噪声系数，除了要挑选噪声系数小的晶体管以外，还要将放大器的输入网络设计成最好噪声匹配状况。

3、增益

微波低噪声放大器的增益是微波晶体管的S参数、源阻抗Zs、负载阻抗ZL、二极管的直流偏置和作业频率的函数。微波放大器的功率增益有多种界说，比如：实践功率增益、变换功率增益和资用功率增益。对于实践的低噪声放大器，功率增益通常是指信源阻抗和负载阻抗都是5Ω状况下实测的增益。

4、驻波系数

低噪声放大器的输入输出驻波比表征了其输入输出回路的匹配状况。在设计低噪声放大器的匹配电路时，为了取得最小噪声，输入匹配网络设

计为挨近最好噪声匹配网络而不是最好功率匹配网络，而输出匹配网络通常是依照最大增益设计。所以，低噪声放大器的输入输出端老是存在

某种失配。假如失配超越必定极限就会导致损耗添加，电路不稳，故需要对驻波比进行优化。输入输出端口的匹配程度，决定了端口对输入输出信号的反射状况，匹配越好，信号的反射越小。

（三）低噪声放大器的设计过程

低噪声放大器的设计过程通常包含以下五个过程：

1、器材和模型挑选。

2、电路方式挑选。

3、稳定性设计。

4、直流偏置电路设计。

5、匹配电路优化设计。

二、低噪声放大器的设计与仿真

（一）器件及电路结构选择

1、器材与构造

LNA构造形式主要有单端式、负阻反射型、平衡式等三种，单端式LNA的长处是本钱低，但匹配、调试都很艰难，整机功能通常，通常用在对放大器的功能需求不高的体系中；负阻反射型LNA主要用于作业频率高，电路损耗大，单级增益低的体系中，随着技能的开展，这种构造现在用的越来越少；平衡式LNA具有杰出的匹配，易于完成单级标准化，具有杰出的匹配、噪声特性、相位特性和动态规模，端口驻波比较低，易于供给恣意级级联。缺陷是电路复杂，使明晶体管较多，本钱较高，通常用于对LNA功能需求高的体系，与GaAsMESFET比较，HEMT具有更高的电子迁移率、截止频率和更大的跨导，在低噪声使用方面具有无与伦比的优越性。依据设计目标需求，挑选Fujitsu公司的FHX04XHEMT芯片，该芯片具有0.25μm栅长，200栅宽，在12GH、VDS=2V、IDS=10mA，

单级增益可达到10.5dB，同时具有0.75dB的噪声系

数。根据指标要求，本文采用图1所示的平衡式方案，其中的3dB耦合器采用Lange耦合结构，根据增益要求，平衡结构的每一支路采用两级芯片串联。输入输出及级间用微带结构匹配，以电阻电容元件实现偏置、笔直电路。电路基板厚度为0.5mm，介电常数9.6。

图1平衡放大器的结构框图

（二）直流偏置设计

根据芯片参数，选择直流工作点为Idss=10mA，Vgs=-05mV。微带电路中偏压电路的设计原则如下：

1、反射小，即对主传输线的附加驻波要小。

2、引入噪声小，即要求在有高频能量传输的网络中，尽量使用无耗网络，特别是放大器的第一级，如果实在不能避免则必须要加滤波网络来减小附加噪声的引入。

3、附加损耗小，即要求在频带内呈现纯电阻要小，使能量尽可能的沿主线传输到负载，但能耗网络的引入可以改善系统的驻波，因此可以根据具体的设计需要进行取舍。

4、高频能量泄漏小，即要有一定的频率选择性，不能使频带内的高频能量沿馈电泄漏出去，而使放大器的增益和输出功率降低。

据此，应用高低阻抗和扇形短截线做成偏置网络，减少微波信号对直流电路的影响。

（三）偏置电路的设计

偏置电路是扩大电路的重要组成部分，挑选适宜的偏置网络也是电路设计的重要部分。直流偏置电路设计的目的是挑选适宜的静态作业点，使之能依据应用需要，表现有源器材的功能，而且维持电压、电流、温度满足动态规模的安稳作业。依据VMMK-1225管的数据手册，在Vds=1.5V，Ids=40mA的偏置条件下，Vgs=0.8633V。因而能够选用单极性无源偏置网络，在管子的漏极和栅极加偏置，源极为直流接地状况，选用常用的电阻自偏压构造为晶体管供给相应的直流电压和电流，偏置电路如图1所示。

图1LNA偏置电路

（四）稳定性设计

只有在微波管处于安稳的情况下才干进行匹配电路的计划，改进晶体管安稳性变成其重要条件，改进方法主要有以下几种：

1、负反应，能够在源极串联电阻后接地，构成负反应，使电路处于安稳状况，在实践电路中，反应元件常用微带线来构成。

2、采用铁氧体隔离器，能够起到极好的安稳效果，隔离器的衰减对噪声功能有必定的影响。

3、安稳衰减器，能够在漏极串联电阻或Π型阻性衰减器，一般接在低噪声放大器末级或末前级输出口。

4、当放大器频带外增益呈现不易消除的增益尖峰时，比如在工作频带外的低端，能够运用低端增益衰减网络。本文选择在源极串接微带负反应电路的方法改进管芯的安稳性。在源极串联短路微带线，构成

负反应，通过重复调试断定微带线参数，确保电路处于安稳状况。图2给出了改进后安稳系数的仿真成果，能够看出全部频带内安稳系数大于1，在全部频带内无条件安稳。

偏置电路是扩大电路的重要组成部分，选择适合的偏置网络也是电路计划的重要部分。直流偏置电路计划的意图是选择适合的静态工作点，使之能依据运用需要，体现有源器件的功能，并且坚持电压、电流、温度满意动态规模的安稳工作。

图2LNA的稳定系数

（五）输入输出匹配设计

1、最小噪声的输入匹配设计

依据噪声理论，低噪声放大器的噪声系数主要由最高级放大器决议，因而最高级输入端需要用最小噪声匹配。输入端匹配网络的使命，归结起来是把晶体管出现的复数阻抗变换为信源实数阻抗（即50Ω电阻性的源阻抗）。匹配电路输出端的视入阻抗应等于最好噪声源阻抗，如此使放大器取得最好噪声。本文中仿真环境的温度为16.85℃，依据上述理论，取得最高级放大器的输入匹配电路、噪声系数以及输入驻波比，如图3所示。

图3LNA的偷入匹配电路、噪声系数和偷入驻波比

2、最大增益的输出匹配设计

依据最大增益原则，输出匹配网络的意图是把晶体管输出复阻抗匹配到实数阻抗50Ω。图4为最高级放大器的输出匹配电路、增益以及输出驻波比图。

图4 LNA的偷出匹配电路、增益和偷出驻波比

综合运用上述设计方法，设计了第一级LNA，其性能参数为：在中心频率12.1GHz下，噪声系数为0.2dB，增益为16.006dB，增益平坦度小于0.5dB，输入驻波比为1.087，输出驻波比为1.178。其性能良好。

结束语：

此文章使用ADS仿真工具，设计了一个Ku波段的平衡式HEMT低噪声放大器，并对放大器的各项功能指标进行了仿真，容差剖析标明本设计满意了设计出产的需求，一起平衡和单端构造的仿真对比证实：在相同的噪声指标下，前者比后者更易满意输入输出驻波比的需求，更高的动态接收规模，以及具有较高的稳定性。别的当平衡构造一个臂的晶体管损坏时，平衡放大器仍有输出，但功率增益降低了6dB，因而可靠性比单端式放大器高，适用于对LNA功能需求高的体系。

参考文献：

1]胡荣骅.Ku波段低噪声放大器设计与仿真[J].舰船电子工程，2010，12：105-107+115.

[2]赵明国，薛严冰.Ku波段低噪声放大器的设计[J].遥测遥控，2011，02：25-28.

[3]何川，孙玉发，贾世红.X、Ku波段宽带低噪声放大器的设计[J].合肥工业大学学报（自然科学版），2011，10：1510-1513.

偏置电路设计范文第7篇

关键词：射频 功率放大器 电路设计 无线通信 设计

中图分类号：TN92 文献标识码：A 文章编号：1672-3791（2014）04（c）-0087-02

在无线通信技术领域中，GaN高电子迁移率晶体管作为最新的半导体功率器件，由于其本身具有宽禁带以及击穿场强高、功率密度高等特征优势，在高频以及高功率的功率器件中具有较为突出的适用性，在电子信息系统性能提升方面具有较为明显和突出的作用优势，在无线通信技术领域的应用比较广泛。针对这一情况，本文在进行射频功率放大器及其电路的设计中，专门采用ADS仿真软件对于射频功率放大器及其电路的设计进行研究分析，并对于仿真设计实现的射频功率放大器在无线通信技术领域中的应用和参数设置进行分析论述，以提高射频功率放大器的设计水平，促进在无线通信技术领域中的推广应用。

1 射频功率放大器的结构原理分析

结合功率放大器在无线通信系统中的功能作用以及对于无线通信技术的影响，在进行射频功率放大器的设计中，结合要进行设计实现的射频功率放大器的工作频带以及输出功率等特点要求，以满足射频功率放大器的设计与应用要求。在进行本文中的射频功率放大器设计中，主要通过分级设计与级联设置的方式，首先进行射频功率放大器的功率放大级以及驱动级设计实现，最终通过电路设计对于射频功率放大器的两个不同级进行连接，以在无线通信中实现其作用功能的发挥，完成对于射频功率放大器的设计。需要注意的是，在进行射频功率放大器的功率放大级结构模块设计中，主要应用GaN高电子迁移率晶体管进行射频功率放大器功率放大级结构模块的设计实现，同时在功率放大级结构模块的电路设计中，注重对于输出功率保障的设计；其次，在进行射频功率放大器的驱动级结构模块设计中，以C波段的功率放大模块设置为主，电路设计则以增益提升设计为主，并对于增益平坦度和输出输入驻波进行保障。如图1所示，即为射频功率放大器的功率放大级模块设计示意图。

2 射频功率放大器及其电路的设计分析

结合上述对于射频功率放大器的结构原理分析，在进行射频功率放大器的设计中，主要包括射频功率放大器的功率放大级设计和驱动级水，此外，对于射频功率放大器电路的设计，也需要结合两个结构模块的实际需求进行设计实现的。

2.1 射频功率放大器的功率放大级模块设计

在进行射频功率放大器的功率放大级模块设计中，主要采用GaN高电子迁移率晶体管进行该结构模块的设计实现，需要注意的是，在应用GaN高电子迁移率晶体管进行该结构模块的设计实现中，由于GaN高电子迁移率晶体管目前还不具有较大的信号模型，因此，在进行该结构模块设计中，注意结合实际设计需求进行选择应用。在进行射频功率放大器的功率放大级结构模块设计中，通过直流偏置仿真设计对于氮化镓管子的静态工作点进行确定，也就是实现氮化镓管子的漏极电流以及漏极偏置电压、栅极偏置电压等参数的确定，在对于上述氮化镓管子静态工作点进行确定后，通过ADS仿真软件实现场效应管直流的仿真设计，同时注意在仿真设计中进行二端口模型的添加，并结合上述GaN高电子迁移率晶体管的信号模型情况，进行S参数信号的编辑导入，同时进行直流偏置仿真控件的加入，进行相关数值的确定，以实现射频功率放大器的功率放大级设计。

此外，在进行射频功率放大器功率放大级负载阻抗的设计中，根据相关理论，在负载阻抗与网络匹配良好的情况下，负载阻抗的共轭复数与网络的输出阻抗值是相同的，因此，就可以通过计算对于射频功率放大器功率放大级负载阻抗值进行分析得出，实际上也就是它的共轭复数值。同时，在进行功率放大级设计中，结合封装参数输出端的阻抗模型，设计中为了实现场效应管输出电路匹配的优化，以为输出电路进行准确的负载阻抗提供，还需要在设计过程中将场效应管的封装参数在输出匹配电路中进行设计体现，因此就需要对于Cds参数值进行求取。

最后，在射频功率放大器功率放大级设计中，偏置电路主要是用于将直流供电结构模块中所提供的电压附加在功率放大器的栅极与漏极中，并实现射频信号以及滤波的隔离和电路稳定实现。在进行功率放大级的电路设计中，注意使用ADS软件工具对于微带线尺寸进行计算，病毒与全匹配电路进行微带线设计，同时通过栅极偏置电路与漏极馈电电路，以实现功率放大级的电路设计。此外，在进行功率放大级模块设计中，还应注意对于模块中的任意功率放大芯片，都需要进行相关的稳定性分析，以避免对于射频功率放大器的作用性能产生影响。

2.2 射频功率放大器的驱动级模块设计

在进行射频功率放大器的驱动级模块设计中，主要通过C波段功率放大模块进行该结构模块的设计应用。其中，在对于驱动级模块的参数设置中，对于输出、输入参数均以内匹配方式进行匹配获取。对于射频功率放大器的驱动级设计来讲，进行功率放大模块偏置电路的合理设计，是该部分设计的关键内容。

最后，在进行射频功率放大器的电路设计中，在进行功率放大模块电路设计中，GaN HEMT结构部分需要进行栅压的增加设置，并且需要注意栅压多为负压，在此基础上还需要进行漏压增加设置。值得注意的是，在进行射频功率放大器的偏置电路设计断开同时，对于栅压和漏压的断开顺序刚好相反，以避免对于功放管造成损坏。

3 结语

总之，射频功率放大器作为无线通信技术领域的重要器件，对于无线通信技术的发展以及通信质量提升都有重要作用和影响，进行射频功率放大器及其电路的设计分析，具有积极作用和价值意义。

参考文献

[1] 沈明，耿波，于沛玲.一种射频大功率放大器电源偏置电路设计方法[J].中国科学院研究生院学报，2006（1）.

偏置电路设计范文第8篇

关键词：偏加固；倾斜；输电线路铁塔

220Kv的输电线路要能可靠安全的送到用户端，支撑架空传输线路的铁塔对保证供电质量起着十分重要的作用。目前，由于受到各种人为因素及其外界地理条件等各种因素的影响，导致铁塔的地基会产生不同程度的位移和沉降，对输电线路的安全可靠运行造成了很大的威胁，也给供电企业的野外管理造成了很大的影响。到目前为止，国内外对于普通建筑物的地基纠偏加固具有比较丰富的经验，但是对于输电线路的铁塔地基加固纠偏的研究并不多，关于铁塔基础误差纠偏的研究报道也很少。由于输电线路的铁塔结构属于高耸结构，在很多方面，例如：铁塔的材料、铁塔的组成结构、铁塔的受力情况以及铁塔的基础形式等，和普通的建筑物存在着较大的区别，所以，对输电线路铁塔的基础误差进行纠偏研究是亟待解决的一个问题。本文以作者单位所辖的220kv输电线路的倾斜铁塔加固工程实例，深入探讨对于220KV输电线路铁塔基础误差纠偏的关键技术，并指出需要进一步研究的问题。

1、工程概况及倾斜原因分析

某工程已经建成的220KV输电线路铁塔，某端线塔形为KGU1-45，呼称高度是45m，全部高度为67.5m。地基基础共有4块混凝土支撑板，土层基地没有经过任何的加固处理。由于地基基础是由独立的4部分组成，由于受到各种外界环境的影响，四个脚的地基基础有三个脚产生了不同程度的位移和下沉，并具有进一步发展的趋势。变形观测结果如下表1：

根据工程所在处的地质条件分析，产生此种情况的主要原因是地基软弱下卧层分布不均匀而造成的。

2、对基础误差进行加固纠偏的指导思想和实施原则

2.1 基本指导思想

在对基础进行加固纠偏的全过程中，务必确保4个塔脚的底部处在同一平面；在进行纠偏的过程中，保证输送电尽量不受到任何的影响，铁塔也不用更换或者是改建；原来的4个塔脚在施工的过程中要尽量不受到任何程度的破坏，但是他们的受力情况要发生部分程度的改变；纠偏的主要技术措施以顶升调平为主。

2.2 基本设计原则

第一步，设置刚度和强度都比较大的桩顶平面框架梁，这个框架梁并非独立设置，必须和原来的基础连接在一起；第二步，在设置好的框架梁上设锚杆静压桩孔，并压入大小为250mm*250mm的方桩，以便能使上部的铁塔荷载发生转移，转移到框架梁和静压桩，实现静压桩的加固托换。为了保证能达到顶升调平的目的，要在各个静压桩的顶部加上设置维持压入荷载的装置，以便进行顶升作业；下降的三个脚在纠偏顶升的过程中，对于出现的空隙要使用水泥浆进行灌满；整个作业完成后，上部铁塔和导线荷载全部由平面框架梁和锚杆静压桩群承担。

3、实施加固纠偏的基本步骤

3.1 加固纠偏的方案设计

按照上述的指导思想和基本原则，设计出如下的加固纠偏方案，主要过程见下图1.

3.2 加固纠偏的方案设计计算

对于铁塔的加固纠偏方案进行设计时，必须进行计算，计算的内容主要包括以下几个部分：第一部分，原来基础铁塔的自身重量；第二部分，新增顶升机构的自身重量；第三部分，传输铁塔自身的重恒载和风载；第四部分，顶升时覆土可能产生的力。

3.3 加固纠偏的施工控制技术

加固纠偏的施工技术主要包括以下几个方面：

（1）原位设置平面框架梁，确保纠偏全过程中4个塔腿底部始终在一个平面上，减小塔脚次应力，框架梁尺寸为2 mX 1m；框架梁初始状态设置为非水平的，是南低北高的，纠偏复位后方使框架梁恢复到原来的水平位置。目前各独立小基础顶部1 mX 1m墩基顶南北两个端点间高差达20 mm，与整个塔身的倾斜率基本一致。因此，框架梁的初始顶面可设置为与现在有4个1 m×1m墩基顶面齐平。纠倾到位时，所有原有基础和新增框架梁全部处于水平位置。

（2）在新建基础预留锚杆静压桩孔，进行地基锚杆静压桩加固托换；锚杆静压桩的压桩力应以能满足刚性框架抬升、调平至完全水平位置的需要，同时不能大于500 kN（方桩的尺寸为250 mmX 250mm），以保证桩身强度不被破坏。因此，桩群的施工流程必须采取信息化施工原则，即轮流微调的操作形式，不能操之过急。若能考虑到桩数可能不足，难以纠偏到位这一非常规因素，则宜在框架梁南侧多留两个压桩孔，以供万一需补桩用。

（3）采用顶升法对II，III，I三个下沉基础进行纠偏，使塔脚回复在一个水平面上。

（4）为了使整个纠倾工程始终保持绝对安全的状态，原有基础必须与框架梁同步顶升移动，不受破坏或削弱。基底下产生的空隙必须用灌浆方法填补。

（5）顶升机构的设计可以用液压式千斤顶，置放在已压入的锚杆静压桩顶部中心位置，在框架梁顶面该桩桩位处设置带传感器的荷载维持装置，20个桩位静压桩必须先行压入孔内到位。然后在维持荷载阶段，用带传感器的荷载维持装置塞到反力架空挡内。抽出液压式千斤顶，荷载转移到荷载维持装置。纠偏到位后，直接将微膨胀细粒混凝土灌入桩孔的内腔。7～8 d凝固后，即可拆除加荷框架，材料回收，4根锚杆可交叉焊上钢筋，然后浇上高强混凝土。

（6）纠偏加固实施前，宜对电塔塔身先行加固，同时加固纠偏过程应采用信息化施工，以确保纠偏过程电塔塔身绝对安全。

4、结束语

对输电线路铁塔进行加固和纠偏，采取上述方式从最终的应用情况可知，具有较好的推广效果，也是具有较高的性价比的。主要的优点表现如下：（1）节省资金，和传统的纠偏加固方法相比能够节约50%左右；（2）施工过程的危险程度较低；（3）整个的纠偏过程不影响输电工作的正常进行；（4）施工结束后，具有较好的处理效果。尤其是对于那些地质基础不太好，并且停电时间要求较短的线路来说，具有更好的综合效益。

参考文献：

偏置电路设计范文第9篇

关键词：输电线路工程；杆塔接地；接地电阻；电力系统；降阻；防腐

Abstract: high voltage overhead transmission lines tower of grounding resistance on the high side of the problem was discussed and analyzed, and the solutions.

Keywords: transmission line engineering; Tower grounding; Grounding resistance; Electric power system; The resistance reduction; anticorrosive

中图分类号：TM715 文献标识码：A 文章编号：

前言

高压架空输电线路杆塔接地对电力系统的安全稳定运行至关重要。迄今为止，国内外高压和超高压输电线路事故跳闸统计数字表明，由雷电引起者占30～50%。如：昆明地区线路跳闸事故35kV雷击跳闸占48%，110kV雷击跳闸占42%，220kV雷击跳闸占30%。美国500kV系统雷击跳闸占30%，161kV系统雷击跳闸占72%。我省500kV漫昆线雷击跳闸也占事故跳闸的大多数。而降低杆塔接地电阻是提高线路耐雷水平、减少线路雷击跳闸率的主要措施。由于杆塔接地不良而发生的雷害事故所占线路故障率的比例相当高，这主要是由于雷击杆顶或避雷线时，雷电流通过杆塔接地装置入地，因接地电阻偏高，从而产生了较高的反击电压所致。这一点从以往的高压输电线路运行事故调查中可以得到证实，即易发生雷击故障的杆塔，大都接地电阻偏高。因此，高压架空输电线路的接地对电力系统的安全稳定运行至关重要，是电网供电可靠的一个重要课题。

这里对输电线路杆塔接地装置的设计及接地电阻偏高的原因进行了探讨和研究，并提出了降低输电线路杆塔接地电阻的措施。

2输电线路杆塔接地电阻偏高的原因分析

输电线路的雷击跳闸率与输电线路杆塔接地电阻密切相关。输电线路杆塔接地电阻偏高的地段，往往是地形复杂、交通不便，土壤电阻率较高的地段。这些地方往往也是雷电活动强烈的地区。因而，研究杆塔接地电阻偏高的原因并采取有效的降阻措施是摆在我们面前亟待解决又非常艰难的任务。输电线路和杆塔接地电阻偏高的原因是多方面的，仔细归纳起来有以下几个方面的原因。

2.1客观条件方面的原因

a．土壤电阻率偏高。特别是山区，由于土壤电阻率偏高，对杆塔的接地电阻影响较大。据调查，接地电阻超标的杆塔所处地段的土壤电阻率大都在2500Ω.m 以上，有的地段甚至高达8000Ω.m～10000Ω.m。

b．地形复杂、地质条件差，土层薄或根本没有土层。山区杆塔所在地段为岩石，如保山市腾冲县石头山至隆阳区王家山110kV输电线路工程中石头山一段的一些杆塔，所处地段基本上都是岩石（玄武岩），这就给接地装置的施工带来了极大的困难。

c．土壤干燥。在北方干旱地区、沙漠、戈壁滩，土层相当干燥，而大地导电基本上是靠离子导电，而可以离解的各类无机盐类只有在有水的情况下才能离解为导电的离子，干燥的土壤导电能力是非常差的，这是北方干旱地区、沙漠、戈壁滩杆塔接地电阻偏高的原因。

2.2勘察设计方面的原因

在山区复杂地形的地段，由于土壤不均匀，土壤电阻率变化较大，这就需要对每基杆塔进行认真的勘察、测量。根据每基杆塔的地形、地势、地质情况，设计出切合实际的接地装置。因此，勘察设计人员的劳动强度是相当大的，于是一些勘察设计人员在设计杆塔接地装置时就容易出现如下问题：

a．不是到每基杆塔所在位置测量土壤电阻率及其分布，而是想当然地取一个平均值，这样，土壤电阻率的取值就与各基塔位现场实际出入较大。

b．不根据每基杆塔的地形、地势情况合理设计杆塔接地装置并计算其接地电阻，而是套用一些典型设计或现成的图纸。这样的设计往往与现场情况不符。现场很难按图施工。这样从设计上就留下了先天性的不足，造成一部分杆塔的接地电阻偏高。

2. 3施工方面的问题

对于输电线路杆塔的接地来说，精心设计虽然重要，但严格施工更重要。因为输电线路要经过地区很广，往往需要经过地形复杂、交通不便的山川、河流。特别是位于玄武岩区的杆塔，水平接地沟槽的开挖和垂直接地极的打入都十分困难，而接地工程又属于隐蔽工程，如施工过程中不能实行全过程的技术监督，就会出现如下一些问题：

a．不按图施工。尤其是在施工困难的山区、岩石地区，偷工减料不按图施工的现象屡有发生，如水平接地体敷设长度不够，少打垂直接地极等。

b．接地体埋深不够。特别是山区、岩石地区，由于开挖困难，接地体的埋深往往不够，由于埋深不够会直接影响接地电阻值。再者，上层土壤容易干燥，受气候的影响也大，在北方冬季还会受冻土层的影响。另外由于上层土壤中含氧量高，对接地体的腐蚀也就较快。

c．回填土的问题。在GB 30169-92《电气装置安装工程接地装置施工及验收规范》中要求用细土回填，并分层夯实，可在实际施工时往往很难做到，尤其是在岩石地段施工时，由于取土不便，往往采用开挖出的碎石回填，这样接地体就不能与周围土壤保持可靠的电接触，同时还会加快接地体的腐蚀速度。

d，采用化学降阻剂或木碳食盐降阻。采用化学降阻剂或木碳食盐降阻，会在短期内收到降阻效果，但这是不稳定的。因为化学降阻剂和食盐会随雨水而流失，并加速接地体的腐蚀，在以后的时间内接地电阻迅速反弹，并缩短接地装置的使用寿命，这已被大量的工程实践所证明。

2.4运行维护方面的问题

有些杆塔的接地装置在建成初期是合格的，但经一定的运行周期后，杆塔接地电阻会变大，这除了前面介绍的由于施工时留下的隐患外，以下一些问题值得我们注意。

a．由于接地体的腐蚀，使接地体与周围土壤的接触电阻变大，特别是在山区酸性土壤中，接地体的腐蚀速度是相当快的，如焊接头处因腐蚀断裂会造成一部分接地体脱离接地装置。

b．在山坡地带，因水土流失而使一些接地体离开土壤外露。

c．杆塔接地引下线与接地装置的连接螺丝因锈蚀而使回路电阻变大或形成电气上的开路。

d．杆塔接地引下线接地极被盗或受外力破坏。这些现象在过去也时有发生。

3输电线路杆塔接地的一般要求

3.1关于杆塔的接地电阻，在GB_50545-2010《110kV～750kV架空输电线路设计规范》中做了如下规定：

有地线的杆塔应接地，在雷季干燥时，每基杆塔不连地线的工频接地电阻不宜超过表1所规定数值。

表1有避雷线的线路杆塔的工频接地电阻

土壤电阻率(Ω.m ) ≤100 100～ 150 500～ 1 000 1 000～ 2 000 > 2 000

工频接地电阻(Ω ) 10 15 20 25 30

注：如土壤电阻率超过2 000Ω.m，接地电阻很难降低到30Ω以下时，可采用6～ 8 根总长不超过500m 的放射形接地体或采用连续伸长接地体，接地电阻不受限制。

在《110kV～750kV架空输电线路设计规范》GB_50545-2010中对杆塔接地电阻的要求是随着杆塔所在位置的土壤电阻率的升高而放宽的。这是考虑到投资与电网安全的综合关系。在雷电活动强烈的地方和经常发生雷击故障的杆塔和线段，应尽可能地降低杆塔接地电阻。

3.2 对杆塔接地装置的形式，在DL/TG21-1997《交流电气装置的接地》中作了一些具体的规定。表2别对放射形接地极的长度进行了限制。这主要考虑到线路杆塔接地是以防雷为主要目的，来降低冲击接地电阻的特征。

表2杆塔放射形接地极每根的最大长度

土壤电阻率(Ω.m) ≤500 ≤1000 ≤2000 ≤5000

最大长度(m) 40 60 80 100

3.3 在GB 30169-92《电气装置安装工程接地装置施工及验收规范》中还对接地装置的施工、验收提出了具体的要求。这些规定既考虑了线路的安全运行，特别是防止雷害事故的需要，又考虑了现场实际情况综合给出的，对杆塔接地装置的形状、形式、放射长度、连接、埋深都做了具体的规定和要求，是指导我们进行杆塔接地设计和施工的依据。

4降低输电线路杆塔接地电阻的措施

要解决输电线路杆塔接地电阻偏高的问题，首先要对接地电阻偏高的原因进行认真的分析，到现场进行认真的勘察测量，进行严格的计算设计，制定出切合实际的降阻措施，一般来说要做好以下工作：

(1) 勘察测量，要对每基杆塔所在位置的地形、地势、地质情况进行准确勘察，测量杆塔四周的土壤电阻率及其分布情况，找出可以利用的地质结构。

(2) 调查线路经过地段的雷电活动情况和活动规律，决定所采取的防雷措施及其对杆塔接地电阻的要求。

(3) 调查线路杆塔经过地段土壤对钢接地体的年腐蚀和土壤的酸碱度。

(4) 计算电网最大运行方式下的接地短路电流，以及线路的使用寿命，校核接地装置的热稳定。

(5) 根据以上4 项内容进行计算，制定出切合实际的设计，并制定出切合实际的降阻措施和施工方案。

降低杆塔接地电阻的措施主要有：

①水平外延接地。如杆塔所在的地方有水平放设的地方。因为水平放设施工费用低，不但可以降低工频接地电阻，还可以有效地降低冲击接地电阻。

②深埋式接地极。如地下较深处的土壤电阻率较低，可用竖井式或深埋式接地极。在选择埋设地点时应注意以下几点：

a．选在地下水位较丰富及地下水位较高的地方。

b．杆塔附近如有金属矿体，可将接地体插入矿体上，利用矿体来延长或扩大接地体的几何尺寸。

c．利用山岩的裂缝，插入接地极并灌入降阻剂。

d．铺设水下接地装置，如杆塔附近有水源，可以考虑利用这些水源在水底或岸边布置接地极，可以收到很好的效果。

(6) 精心施工。设计图纸和施工方案制定出后，就要到现场精心地组织施工。对水平接地体，垂直接地体的布置严格按设计要求布置，对各焊接头的质量，降阻剂的使用，回填土每一个环节严格把关，对接地引下线的各连接头要做防腐处理，对接地引下线直到与水平接地体连接处要刷沥清漆和防腐漆进行防腐处理。对整个施工过程实行全过程的质量监督。

(7) 加强运行维护。要针对杆塔接地装置运行中容易发生的问题，加强运行维护和巡视检查，及时进行缺陷处理。定期进行接地电阻和回路电阻测量，以保证输电线路杆塔的接地一直处于良好的状态。

5结束语

输电线路杆塔的接地工程是一个系统工程。要从勘察设计入手，对施工过程进行严格把关，还要落实到运行维护上。对接地电阻的降阻措施，要根据现场实际，做认真的技术经济分析，从而找出切实可行的降阻措施，输电线路杆塔的接地降阻处理的主要目的是防雷，所以应以降低冲击接地电阻为主，那么所有的降阻措施都应围绕这个目的进行，不宜采用特长的外延接地和较深的深井接地。但可以结合现场地形用放射形接地，深埋接地体和采用适当的降阻剂的方法进行降阻。对具体的工程要做具体的技术经济分析，做出切合实际的设计，并进行精心的施工。加强运行维护，才能收到理想的防雷效果。不应片面追求某一个指标，应该以保证电网安全稳定运行为准则。

参考文献：

[1] 杨兰，汤放奇，李景禄，送电线路杆塔接地降阻措施。中国高等学校电力系统及其自动化专业第20届学术年会。2004(20)。

[2]GB_50545-2010，110kV～750kV架空输电线路设计规范。

[3]GB 30169-92，电气装置安装工程接地装置施工及验收规范。

偏置电路设计范文第10篇

关键词:截点 E-pHEMT 平衡结构 LNA 仿真

很多情况下,因为基站与移动设备不平衡连接的缘故,从基站到移动设备的信号强度和传输距离都要超过移动设备向基站的反向传输,并且由干天线与基站间的反馈损耗,使得这种不平衡性变得更大。为了改善这种不平衡性,扩大基站接收的覆盖面,最直接的解决方案是加装塔装放大器TMA或Masthead放大器。而TMA中最重要的模块LNA(如图1所示)对接收的信号具有选频功能,并把选频后的信号进行低噪声放大,使系统灵敏度增强,覆盖半径增大。

1 LNA的设计

1.1 LNA结构选择

通常,在LNA的设计中主要考虑低噪声系数(NF)、足够的增益(G)和绝对的稳定性。对于本文TMA放大器中LNA设计的实际技术规范要求如表1所示。同时要求所使用的LNA结构满足良好的输入输出匹配,保证LNA的稳定性,兼顾到功分/合路网络的低损耗、几何尺寸小,工作带宽内良好的相位和幅度匹配,足够的工作带宽(涵盖在1.95GHz左右),符合CDMA标准上行频率。据此选择了以平衡结构为特征的LNA结构(如图2)。这种平衡结构的重要特性是:它较单阶放大器的截点高出一倍,并以标准50Ω实现输入输出匹配,在某一路硬件失效时电路的冗余设计可保证系统的正常运行。但通常增益减少6dB。

表1 LNA主要技术规范列表

参 数量 值工作频率1.92GHz~1.98GHz增益14.5dB~15.5dB噪声系数36dBmP1dB21dBm带内增益波动±0.5dB输入回汉损耗>15.5dB输出回波损耗>15.5dB偏置电流

为使图2中的LNA模块噪声系数、截点和增益达到表1中的各项指标,设计漏极电流Id=60mA。同时,要求单个放大元件在此偏置点的工作性能达到优于表1的规范值。由于E-pHEMT元件ATF-54143在电流Id=60mA下,具有最佳的截点(IP3)和最小噪声系数Fmin漏源极电压Vds为3V时,具有稍高的增益;偏置是+5V稳定电压,所需单极性+3V电压更具有优势,因此选择其作为放大元件。

1.2 偏置及匹配网络的设计和源端接地电感处理

1.2.1 偏置及匹配网络的设计

ATF-54143的偏置网络是根据元件的静态工作点和输入输出匹配网络设计得出。输入匹配网络则由元件的最佳噪声反射系数Topt为主来决定,以求得噪声系数NF降到最小;输出匹配则要求共轭匹配,以求得最大功率输出,保证有足够的增益,两者都在Smith图上实现输入输出至50Ω的匹配。首先,元件的偏置以电阻R1和R2(见图3)组成的分压器实现,分压器的电压取自漏极电压,并为电路提供电压负反馈,以维持漏极电流的恒定,R3为漏栅极的限压电阻。R1,R2,R3的计算值见式(1)。

R1=Vgs/IBB

R2=[(Vds-Vgs)×R1]/Vgs (1)

R3=(VDD-Vds)/(Ids+IBB)

图3 放大器单阶原理图

式(1)中,Ids是所需漏极电流,IBB是流经R1和R2所组成的电压分配网络的电流,当IBB至少10倍于最大栅极漏电流时,其值可达到2mA,同时由VDD=5V,Vds=3V,Id=60mA,Vgs=0.56V,得至R1=270DΩ,R2=1150Ω,R3=30.8Ω。

电阻R4为低频阻性终端,使得电路工作在低频时能够提高其稳定性。电容C3则为R4提供了一个低频旁路通路,另外加入R5主要是给栅极加上一个限流功能(R5大约为10kΩ左右),当元件工作在P1dB或Psat点附近时,这种限流作用就尤为重要。

因规范要求NF最大值只有1dB,为实现放大器的最佳噪声匹配,网络采用高通阻抗匹配。放大电路原理图如图3所示,它的输入匹配网络由一个串联的电容C1和两个并联的电感L1和L2组成。因电路损耗将直接与噪声系数相关,这样L1和L2的高Q值则变得非常重要。短路电感L1能够在低频端提供增益衰减,同时又与C1一起作为输入匹配阻抗的一部分,C1同时要作为直流隔断电容。L2还要为pHEMT做偏置电感,在栅极加入电压偏置,它要求有一个好的旁路电容C2。这个网络是对于低噪声系数、输入回波损耗和增益都加以兼顾考虑的方案,电容C2、C4保证带内的稳定性,低频端电阻R3、R4作为阻性终端以保证低频时系统的稳定性。输出高通匹配网络由C4和L3组成,分路电感L3的作用与L2相同,作为pHEMT管偏置载入电感,在漏极偏置。

1.2.2 源端接地电感处理

提高LNA的性能常通过控制源端电感L L1和L L2的大小实现,其量值一般只有十分之几纳亨。L L1和L L2实际上只是非常短的传输线,它们位于每个源端与地之间,作为电路的串联负反馈,其反馈量对于带内带外的电路增益、平稳性和输入输出回波损耗有着巨大的作用,在实际电路源端电感要做适量的调节。放大器PCB板的设计考虑到源端的电感量是变化的。当每个源端与微带相连时,沿着微带线的任何一点都可以连接到地端,要得到最低的电感值,只需在距元件源端最近的点上将源端焊盘与地端相连,并只有非常短的一段蚀刻。放大器的每一段源端蚀刻与相应的地端相连的长度大约有0.05英寸(是从源端边缘与其最近的第一个地过孔边缘间测得),剩余并末使用的源端蚀刻可切断除去。通常,过大的源极电感量值所带来的边缘效应表现为超高频端的增益值出现峰化及整体的合成振荡。为避免这种情况,在初始LNA的设计原型阶段,尽量准确地确定源端电感的量值,并且仿真中也要调节源端电感量的大小,找出最优值优化LNA性能。

偏置电路设计范文第11篇

光电检测技术是光学与电子学相结合而产生的一门新兴检测技术［1］。它主要利用电子技术对光学信号进行检测，并进一步传递、储存、控制、计算和显示［2］。光电检测技术从原理上讲可以检测一切能够影响光量和光特性的非电量。它可通过光学系统把待检测的非电量信息变换成为便于接受的光学信息，然后用光电探测器件将光学信息量变换成电量，并进一步经过电路放大、处理，以达到电信号输出的目的［3］。然后采用电子学、信息论、计算机及物理学等方法分析噪声产生的原因和规律，以便于进行相应的电路改进，更好地研究被噪声淹没的微弱有用信号的特点与相关性，从而了解非电量的状态。微弱信号检测的目的是从强噪声中提取有用信号，同时提高检测系统输出信号的信噪比。

1 光电检测电路的基本构成

光电探测器所接收到的信号一般都非常微弱，而且光探测器输出的信号往往被深埋在噪声之中，因此，要对这样的微弱信号进行处理，一般都要先进行预处理，以将大部分噪声滤除掉，并将微弱信号放大到后续处理器所要求的电压幅度。这样，就需要通过前置放大电路、滤波电路和主放大电路来输出幅度合适、并已滤除掉大部分噪声的待检测信号。其光电检测模块的组成框图如图1所示。

2 光电二极管的工作模式与等效模型

2．1 光电二极管的工作模式

光电二极管一般有两种模式工作：零偏置工作和反偏置工作，图2所示是光电二极管的两种模式的偏置电路。图中，在光伏模式时，光电二极管可非常精确的线性工作；而在光导模式时，光电二极管可实现较高的切换速度，但要牺牲一定的线性。事实上，在反偏置条件下，即使无光照，仍有一个很小的电流(叫做暗电流或无照电流1。而在零偏置时则没有暗电流，这时二极管的噪声基本上是分路电阻的热噪声；在反偏置时，由于导电产生的散粒噪声成为附加的噪声源。因此，在设计光电二极管电路的过程中，通常是针对光伏或光导两种模式之一进行最优化设计，而不是对两种模式都进行最优化设计［4］。

一般来说，在光电精密测量中，被测信号都比较微弱，因此，暗电流的影响一般都非常明显。本设计由于所讨论的待检测信号也是十分微弱的信号，所以，尽量避免噪声干扰是首要任务，所以，设计时采用光伏模式。

2．2 光电二极管的等效电路模型

工作于光伏方式下的光电二极管的工作模型如图3所示，它包含一个被辐射光激发的电流源、一个理想的二极管、结电容和寄生串联及并联电阻。图中，IL为二极管的漏电流；ISC为二极管的电流；RPD为寄生电阻；CPD为光电二极管的寄生电容；ePD为噪声源；Rs为串联电阻。

由于工作于该光伏方式下的光电二极管上没有压降，故为零偏置。在这种方式中，影响电路性能的关键寄生元件为CPD和RPD，它们将影响光检测电路的频率稳定性和噪声性能。CPD是由光电二极管的P型和N型材料间的耗尽层宽度产生的。耗尽层越窄，结电容的值越大。相反，较宽的耗尽层(如PIN光电二极管)会表现出较宽的频谱响应。硅二极管结电容的数值范围大约在20或25pF到几千pF以上。而光电二极管的寄生电阻RPD(也称作"分流"电阻或"暗"电阻)，则与光电二极管的偏置有关。

与光伏电压方式相反，光导方式中的光电二极管则有一个反向偏置电压加至光传感元件的两端。当此电压加至光检测器件时，耗尽层的宽度会增加，从而大幅度地减小寄生电容CPD的值。寄生电容值的减小有利于高速工作，然而，线性度和失调误差尚未最优化。这个问题的折衷设计将增加二极管的漏电流IL和线性误差。

3 电路设计

3．1 主放大器设计

众多需要检浏的微弱光信号通常都是通过各种传感器来进行非电量的转换，从而使检测对象转变为电量(电流或电压)。由于所测对象本身为微弱量，同时受各种不同传感器灵敏度的限制，因而所得到的电量自然是小信号，一般不能直接用于采样处理。本设计中的光电二极管前置放大电路主要起到电流转电压的作用，但后续电路一般为A／D转换电路，所需电压幅值一般为2 V。然而，即使是这样，而输出的电压信号一般还需要继续放大几百倍，因此还需应用主放大电路。其典型放大电路如图4所示。

该主放大器的放大倍数为A=l＋R2/R3，其中R2为反馈电阻。为了后续电路的正常工作，设计时需要设定合理的R2和R1值，以便得到所需幅值的输出电压。即有

3．2滤波器设计

为使电路设计简洁并具有良好的信噪比，设计时还需要用带通滤波器对信号进行处理。为保证测量的精确性，本设计在前置放大电路之后加人二阶带通滤波电路，以除去有用信号频带以外的噪声，包括环境噪声及由前置放大器引人的噪声。这里采用的有源带通滤波器可选通某一频段内的信号，而抑制该频段以外的信号。该滤波器的幅频特性如图5所示。图5中，f1、f2分别为上下限截止频率，f0为中心频率，其频带宽度为：

B=f2-f1=f0/Q

式中，Q为品质因数，Q值越大，则随着频率的变化，增益衰减越快。这是因为中心频率一定时，Q值越大，所通过的频带越窄，滤波器的选择性好。

本设计选用了去处放大器来进行设计。

图6所示的二阶带通滤波器是一种二阶压控电压源(VCVS)带通滤波器，其滤波电路采用有源滤波器完成，并由二阶压控电压源(VCVS)低通滤波器和二阶压控电压源高通滤波器串接组成带通滤波器。

对于第一部分，即低通滤波器，系统要求的低通截止频率为fc，其传递函数为：

第二部分为高通滤波器，系统要求的高通截止频率为fc，其传递函数如下：

4 完整的检测电路设计

偏置电路设计范文第12篇

很多情况下，因为基站与移动设备不平衡连接的缘故，从基站到移动设备的信号强度和传输距离都要超过移动设备向基站的反向传输，并且由干天线与基站间的反馈损耗，使得这种不平衡性变得更大。为了改善这种不平衡性，扩大基站接收的覆盖面，最直接的解决方案是加装塔装放大器TMA或Masthead放大器。而TMA中最重要的模块LNA(如图1所示)对接收的信号具有选频功能，并把选频后的信号进行低噪声放大，使系统灵敏度增强，覆盖半径增大。

1 LNA的设计

1．1 LNA结构选择

通常，在LNA的设计中主要考虑低噪声系数(NF)、足够的增益(G)和绝对的稳定性。对于本文TMA放大器中LNA设计的实际技术规范要求如表1所示。同时要求所使用的LNA结构满足良好的输入输出匹配，保证LNA的稳定性，兼顾到功分／合路网络的低损耗、几何尺寸小，工作带宽内良好的相位和幅度匹配，足够的工作带宽(涵盖在1．95GHz左右)，符合CDMA标准上行频率。据此选择了以平衡结构为特征的LNA结构(如图2)。这种平衡结构的重要特性是：它较单阶放大器的截点高出一倍，并以标准50Ω实现输入输出匹配，在某一路硬件失效时电路的冗余设计可保证系统的正常运行。但通常增益减少6dB。

表1 LNA主要技术规范列表

参 数量 值工作频率1.92GHz～1.98GHz增益14.5dB～15.5dB噪声系数<1.0dBOIP3>36dBmP1dB21dBm带内增益波动±0.5dB输入回汉损耗>15.5dB输出回波损耗>15.5dB偏置电流<140mA为使图2中的LNA模块噪声系数、截点和增益达到表1中的各项指标，设计漏极电流Id=60mA。同时，要求单个放大元件在此偏置点的工作性能达到优于表1的规范值。由于E-pHEMT元件ATF-54143在电流Id=60mA下，具有最佳的截点(IP3)和最小噪声系数Fmin漏源极电压Vds为3V时，具有稍高的增益；偏置是+5V稳定电压，所需单极性+3V电压更具有优势，因此选择其作为放大元件。

1．2 偏置及匹配网络的设计和源端接地电感处理

1．2．1 偏置及匹配网络的设计

ATF-54143的偏置网络是根据元件的静态工作点和输入输出匹配网络设计得出。输入匹配网络则由元件的最佳噪声反射系数Topt为主来决定，以求得噪声系数NF降到最小；输出匹配则要求共轭匹配，以求得最大功率输出，保证有足够的增益，两者都在Smith图上实现输入输出至50Ω的匹配。首先，元件的偏置以电阻R1和R2(见图3)组成的分压器实现，分压器的电压取自漏极电压，并为电路提供电压负反馈，以维持漏极电流的恒定，R3为漏栅极的限压电阻。R1，R2，R3的计算值见式(1)。

R1=Vgs/IBB

R2=[(Vds-Vgs)×R1]/Vgs (1)

R3=(VDD-Vds)/(Ids+IBB)

图3 放大器单阶原理图

式(1)中，Ids是所需漏极电流，IBB是流经R1和R2所组成的电压分配网络的电流，当IBB至少10倍于最大栅极漏电流时，其值可达到2mA,同时由VDD=5V，Vds=3V，Id=60mA，Vgs=0．56V，得至R1=270DΩ，R2=1150Ω，R3=30．8Ω。

电阻R4为低频阻性终端，使得电路工作在低频时能够提高其稳定性。电容C3则为R4提供了一个低频旁路通路，另外加入R5主要是给栅极加上一个限流功能(R5大约为10kΩ左右)，当元件工作在P1dB或Psat点附近时，这种限流作用就尤为重要。

因规范要求NF最大值只有1dB，为实现放大器的最佳噪声匹配，网络采用高通阻抗匹配。放大电路原理图如图3所示，它的输入匹配网络由一个串联的电容C1和两个并联的电感L1和L2组成。因电路损耗将直接与噪声系数相关，这样L1和L2的高Q值则变得非常重要。短路电感L1能够在低频端提供增益衰减，同时又与C1一起作为输入匹配阻抗的一部分，C1同时要作为直流隔断电容。L2还要为pHEMT做偏置电感，在栅极加入电压偏置，它要求有一个好的旁路电容C2。这个网络是对于低噪声系数、输入回波损耗和增益都加以兼顾考虑的方案，电容C2、C4保证带内的稳定性，低频端电阻R3、R4作为阻性终端以保证低频时系统的稳定性。输出高通匹配网络由C4和L3组成，分路电感L3的作用与L2相同，作为pHEMT管偏置载入电感，在漏极偏置。

1．2．2 源端接地电感处理

提高LNA的性能常通过控制源端电感L L1和L L2的大小实现，其量值一般只有十分之几纳亨。L L1和L L2实际上只是非常短的传输线，它们位于每个源端与地之间，作为电路的串联负反馈，其反馈量对于带内带外的电路增益、平稳性和输入输出回波损耗有着巨大的作用，在实际电路源端电感要做适量的调节。放大器PCB板的设计考虑到源端的电感量是变化的。当每个源端与微带相连时，沿着微带线的任何一点都可以连接到地端，要得到最低的电感值，只需在距元件源端最近的点上将源端焊盘与地端相连，并只有非常短的一段蚀刻。放大器的每一段源端蚀刻与相应的地端相连的长度大约有0．05英寸(是从源端边缘与其最近的第一个地过孔边缘间测得)，剩余并末使用的源端蚀刻可切断除去。通常，过大的源极电感量值所带来的边缘效应表现为超高频端的增益值出现峰化及整体的合成振荡。为避免这种情况，在初始LNA的设计原型阶段，尽量准确地确定源端电感的量值，并且仿真中也要调节源端电感量的大小，找出最优值优化LNA性能。

1．3 线性和非线性仿真分析

放大电路原理图如图3所示。模拟分析要以每个元件的模型来载人仿真软件ads。ATF-54143的模块化文件是一个双端口s参数且为Touchstone格式的文件，ads模拟软件中sparams_wNoise模板可以实现模拟控制。在系统稳定性前提下，当电路元件载入到模拟电路中时，电路越详尽则模拟结果就越精确，越精确的模拟结果为实际的放大器电路的布局提供更为精确的数据。传输线模型的实现可以用元件库中得到的各种微带线实现，并且片电容和片电阻的关联电感也都载人到模拟电路中，这时全部微带部分都可设置为厚度为0.31英寸、型号为FR-4的材料板上。

混合耦合器2A1306-3的模型是基于四端口的Touchstone线性s参数文件。它与微带线部分、电路平衡放大器的输入输出部分及负载阻抗构建起放大器的完整模块结构。运行模拟软件，就要给出系统的仿真结果宜，以表明所需结构的性能。模拟得到的NF、增益(G)、输入输出回波损耗结果如图4、图5、图6所示。这些图表示了LNA在工作频率范围的性能。

对于非线性模拟，常以谐波平衡模拟(HB)来实现。非线性模拟方法HB计算速度快，能够处理分布元件和分立元件的电路，并很容易与更高阶谐波及互调元件相容。ATF-54143管的PldB和OIP3模拟非线性模型是基于W．R．Curtice模型，这个模型可以非常近似地模拟直流和小信号工作状态(包括噪声)，对于截点的模拟则做出模拟预测结果比实际值要偏低。P1dB和OIP3的值如麦2所示：当平衡LINA放大器的OIP3模拟结果为32．1dBm时，P1dB则为20．8dBm，P1d

B的模拟结果与实乐的测量结果很接近，而OIP3的模拟结果则偏低，实际均测量结果达到37dBm。

表2 P1dB和输出三阶截点非线性模拟值E-Phemt偏置情况P1dB三阶截点3V，40mA18dBm30dBm3V,60mA20.8dBm32.1dBm3V,80mA20.5dBm32.4dBm1．4 LNA的稳定性分析

除了能够得出增益、NF、P1dB和输入输出回波等重要参数外，软件模拟还能够得出关于电路设计稳定性的信息。它是电路能否正常工作的重要前提。模拟软件计算Rollet稳定性因子K和作稳定性圆是两种很容易做到的方法，它们可以明确地表示出稳定性的数据。图7示出的Rollett稳定因子K的模拟值．(K>1)表明：在1．9~2；．0GHz工作带宽范围，电路能够实现无条件稳定。

1．5 实际设计的PCB电路

根据上述的设计及仿真结果，依照图3所示的放大电路原理图，可以进行最后的实际布局。要使电路工作在1．92GHz~1．98GHz频率范围内满足规范值，PCB板的布局设计应可以变化调节，即可加入或减掉某些元件，使输入输出阻抗匹配网络可以调节匹配达到最佳，优化电路性能。考虑到实际应用的广泛性(同时也考虑设计中的其他因素的影响)，PCB板的蚀刻选择在0．031英寸厚的FR-4材料上(正常条件下其Er值是5．6)，LNA的射频布局主要准则是电路必须保证平衡的结构，且放大器的每条支路的路径长度必须相等。如果长度不相同，结果则会影响信号的相位求和，并且输出功率和IP3都要比预期值要低。为做到这点，下路的ATF-54143逆时针旋转了90°，这样很容易把上下RF微带通路复制出来，从而做到两路完全相同、实现平衡。

2 实际测量结果

得到了完整的电路PCB板后，就要实际测量电路的各个参数，验证设计的仿真结果是否与之相符，是否最终符合表1的设计技术规范。本文所采用的测试仪器是HP8753ES网络分析仪和HP8970B噪声仪。图8、图9表达出放大器实测的NF和增益曲线，在带宽为0．1GHz的频率范围内NF的值在0．8dB和1．0dB之间，增益在1．97CHz达到最大值15．5dB，在1．99GHz达到了15．3dB。由于NF是在实际PCB板外腔体内测得的，包含了同轴连接器的损牦和二级噪声损耗，其测量指标表明实际的电路NF特性要稍差于模拟特性。图10是输入、输出的回波曲线。当频点在1．96GHz时，输入回波为18dB，输出回波达到22．5dB，放大器的OIP3在直流偏置Vds=3V,Id=60mA时测得值为37dBm，P1dB为21．4dBm。电路在较低的偏置状态下Vds=3V，Id=40mA放大器的NF和增益都没有降低，只有OIP3测出下降为36．5dBm。

图10

偏置电路设计范文第13篇

【关键词】电子技术基础 分压式偏置放大电路 导入方法

【中图分类号】G632 【文献标识码】A 【文章编号】2095-3089（2013）09-0240-02

电子技术基础是职业高中电子专业必修的一门专业基础理论课程，该课程的掌握与否，直接影响后阶段的专业理论和实践课程的学习。但是，电子技术基础教学中，由于教学内容比较抽象，学生容易出现畏难情绪，解决问题的关键在于新课导入。新课导入是课堂教学的重要环节，它是课堂教学的第一步。好的导入方法，不仅能够起到画龙点睛、启发思维的作用，而且能激发学生强烈的学习兴趣和求知欲望，充分发挥他们的主动性、能动性，从而促使学生全身心地投入到新知识的学习与探索中去。因此，教师在进行教学设计时，要注重对导入环节的设计，科学、合理地运用各种不同的导入方式，达到良好的教学效果。导入方法要依据教学的任务和内容、学生的心理需求和知识基础，采用灵活多样的方式进行。

现就将我的一堂市级公开课的新课导入方法来跟大家交流一下，由于要上市级公开课，我精心的准备了《分压式偏置放大电路》的教学设计，这堂课的理论性非常强，针对这教学任务，我尝试了以下几种新课导入的方法：

一、温故导入法

温故导入法，顾名思义就是通过复习以前学过的知识导入新课，起到温故而知新的作用。本堂课主要讲《分压式偏置放大电路》，这块内容是建立在学生对固定偏置放大电路掌握的情况下进行的。把它放在最前面来讲主要是考查一下学生对固定式偏置电路的掌握情况，提出的问题较简单，一般的学生都能回答。例如：固定式偏置电路有哪些特点？这也无形中让学生觉得这门课其实是比较简单的，没有他们想象的那么难。再则就是跟接下来的环节有一个衔接。

这种方法，对一般的课堂都适用，但长时间、单一的使用则往往会造成学生一上课就趴下的情况。因为职高的学生能做到课前预习、课后复习的人比较少。久而久之，学生对你的课堂就失去兴趣。

二、生活现象导入法

电子技术学科与生活的关系非常的密切，故身边的某些生活现象都可以利用电子技术的知识来解释，教师可以抓住学生较熟悉的生活现象，来进行导课。本课还可以运用讲述生活中音箱或者收音机外放音乐时出来效果的差异来导入，随着生活质量的不断提高，现在我们随处都可以听到音乐，逛街的时候，学校广播里，家里电脑上，但我们会发现不同的地方听同一首歌，音乐的效果不同，这是为什么呢？他们会有很多不同的答案。也就为我接下来的教学内容作了铺垫。我们的学生虽然对书本上抽象的理论不感兴趣，但他们非常的热爱生活。用生活现象这种导入法不但使学生兴趣盎然轻松愉快的进入新课的学习，唤起学生学习新课的欲望，同时也使抽象的理论具体化、形象化，还会使学生体验学以致用的成就感，激发他们强烈的探究动机，顺其自然的切入了正题。

这种方法让死板的课堂有了一丝活力，但不是什么课都能联想到与其知识点相对应的生活现象，而且这也需要发挥教师无穷的联想能力。教师应尽量去联想一些接近学生生活的生活现象跟课堂内容相对照。这样有利于提高职高的课堂接受率，从而提高教学质量。

三、直观教学导入法

针对以上两种导入使学生课堂反应不一的情况，我又采用了直观教学导入法做了一次尝试。直观教学导入法，可以使抽象的知识具体化，为学生架起有形到抽象过渡的桥梁。根据电子技术教学的特点，正是需要采用直观教学，为学生理解符号、公式化的知识提供感性材料，能引起学生寻求探索的兴趣，是电子技术基础教学中导入新课简单易行的好方法。

因此，我把事先准备好的固定式偏置电路（如图1所示）拿了出来，选了两个学生上台进行直观的实验演示，让一个学生连上万用表的直流电流档（如图2所示），然后让另一个学生把固定偏置放大电路的ICQ的数据记入表1中；然后再使用电吹风来加热固定偏置电路中的三极管（如图3所示），在电吹风的热风加热下，让其他学生观察万用表的指针变化，再把温度升高以后的固定偏置放大电路的ICQ数据也填入表1中。

由表1实验数据，我们可以得出结论：温度升高使固定偏置放大电路静态工作点ICQ变大，也就是说温度会使固定偏置放大电路的静态工作点发生变化，固定偏置放大电路的工作状态也会发生变化，甚至会导致固定偏置放大电路的输出波形发生波形失真，最终导致固定偏置放大电路无法正常工作。

接着，我又拿另外一块事先准备好的分压式偏置放大电路板（如图4所示），另外选了两个学生上台进行对比实验演示，让一个学生连上万用表的直流电流档（如图5所示），然后让另一个学生把分压式偏置放大电路静态工作点ICQ的数据填入表2中；然后再使用电吹风来加热分压式偏置放大电路中的三极管（如图6所示），在电吹风的热风加热下，让其他学生观察万用表的指针变化，把温度升高以后的分压式偏置放大电路静态工作点ICQ的数据也填入表2中。

由表2实验数据，我们可以得出结论：温度升高并没有使分压式偏置放大电路静态工作点ICQ变化，也就是说温度变化不会改变分压式偏置放大电路的静态工作点，分压式偏置放大电路的工作状态是稳定的。相比固定偏置放大电路，分压式偏置放大电路的稳定性好，电路的外部因素改变，并没有使静态工作点发生变化，从而保证了放大器的工作质量。

采用这种导入方法，活跃了课堂气氛，调动了学生学习的积极性，引发了学生的思考。通过实验取得的现象比较客观，可信度高。这样的导课，不仅能吸引学生进入特定的教学情境，而且能激发学生对教学内容的兴趣，产生一种有利于教学的心理指向。但是利用实验导入新课，一定要将实验设计的巧妙而有针对性；要善于抓住时机提问和启发，引导学生去思考探究，自觉地去分析问题和探索规律。

四、提问式导入法

“疑问”是人类心理活动的内驱力，它是引导思维，启迪智慧的重要心理因素，能促使学生的动机、注意力和情感态度及时改变。创设有思维价值的问题情境，用问题导入课题，能激发学生思维的积极性。学生看完两块近乎相同的电路板，但出来的效果有明显区别，本身内心就有产生疑问，也会对自己提出的疑问去思考答案。这时随应这种形势，适时的提出他们心中的疑问，让学生试着分析分压式偏置放大电路静态工作点不受温度变化影响的原因。最后根据学生所讲的，教师作最后原因的总结，从而导入到正题的内容。

这种导入过程是一个渐进的过程，提问也得遵循由浅入深，由现象到本质。启发学生循着知识的脉络去思考，进入新知识的领域，可以巩固已学知识、联想新学内容，起到承上启下的作用。

参考文献：

偏置电路设计范文第14篇

关键词：GaN HEMT；平面式；内匹配；高效率；偏置电路

中图分类号：TN454 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2017）03-0207-03

Abstract：With the excellent characteristics of high power density， high working efficiency and high operating temperature， the GaN high electron mobility transistor （HEMT） is widely used in military electronic equipment and weapon system. As the increases of active array based on the solid-state power amplifier （PA）， high power， high efficiency and pint-sized power amplifier will be the principal choice in active phased array radar（APAR）， In this paper， a novel bias circuit was proposed to realize a complanate， miniaturized and high efficiency internal matched GaN power amplifier， which can be easily integrated in T/R modules. The experiment results show that the maximum output power is more than 80 W， the power added efficiency is more than 65% and the power gain is greater than 12 dB across the band of 3.1-3.4 GHz. The external dimensions of the device is only 15 mm*6.6 mm*0.8 mm. By RF accelerated life test and multi-batch on line test， the products completely meet the requirements of the APAR.

Key Words：GaN HEMT； Complanate； Internally Matched； High Efficiency； Bias Circuit

宽禁带材料具有宽带隙、高饱和漂移速度、高临界击穿电场等突出优点，成为制作大功率、高频、高压、高温及抗辐照电子器件的理想材料。近年来，SiC单晶生长技术和GaN异质结外延技术的不断成熟，宽禁带功率半导体器件的研制和应用得到迅速发展。随着有源相控阵雷达阵面的增加，整机单位对T/R组件核心器件GaN功率放大器的小型化，高效率等指标要求越来越高[1-4]。

针对GaN功率放大器的小型化和高效率需求，本文通过采用新颖的偏置电路及平面式设计，解决了传统电路体积大、损耗大的技术难题，实现了一款便于TR组件内部集成的平面式功率放大器。文章首先介绍了功率管中所用到的GaN管芯，然后论述了平面式功率放大器的匹配电路设计、直流偏置设计、工艺实现、微波性能及功率管的可靠性试验[5-6]。

1 GaN鲂в晶体管芯

本文设计的功率放大器采用自主研制的GaN管芯（见图1）进行两胞合成，管芯通过金锡焊料直接烧结在金属载体片中实现的良好散热，并通过金丝与匹配元件进行互联，在+28V电压下，每毫米栅宽功率密度可达3W以上。

2 平面式功率放大器的设计及实现

本文基于管芯的参数模型设计了偏置电路及输入输出匹配网络，将GaN晶体管的输入输出阻抗匹配到50欧姆。

匹配电路通常采用“T”型LCL低通滤波网络[7]将晶体管的输入输出阻抗转换为实数阻抗，其中键合引线电感在满足电路匹配的同时实现器件和微带电路的电气互连。由于键合线不仅是微波通路，更是直流通路，一根键合线的承受电流能力有限，因此电感L通常由n根键合引线实现。

电容C为高阶陶瓷平板电容，常用作电容的介质有A12O3、SiO2、Si3N4及GaAs等，电容的长度为a，宽度为b，t为电容介质厚度，容量C的计算公式[8]为：

在通用的电容值范围，修正常数k一般在1.2～1.8范围内，a和b越小，t越大，k的值通常也越大。

输入输出网络中的功分器采用微带结构，在实现阻抗变换的同时实现微波信号的功分输入及功率合成输出。本文的介质基板选用介电常数为9.9厚度为0.254mm的氧化铝陶瓷。

理想的直流偏置电路应该是相对端口阻抗呈现高阻状态，且带线越细阻抗越高，扼流效果越好。传统内匹配功率放大器（如图2）直流偏置电路通常是在50欧姆端口处采用1/4波长线与扇形线或对地短路电容相结合的方法实现，该方式存在扼流线过长的问题。为实现良好的扼流效果，同时实现小型化设计，本文对传统的直流偏置电路进行了改进，采用在阻抗较低的位置进行直流偏置设计，同时将偏置电路参与电路的匹配，将偏置电路的尺寸缩小为原来的1/2，整个电路的拓扑结构如图3所示[9]。

整个功率模块的匹配电路通过微组装工艺集成在长度为15mm，宽度为6.6mm，厚度为0.5mm的钼铜载体上（如图4），钼铜具有良好的导热性能以及与GaN管芯相近的热膨胀系数。

平面式设计突破了以往金属陶瓷管壳与微组装工艺不兼容的使用限制，使得功率器件可以与其它元器件同烧结，共键合。小型化平面式设计在大型相控阵雷达T/R组件中拥有封装功率器件无法比拟的应用前景[10]。

3 测试结果及可靠性验证

以如图5所示建立微波大功率测试系统，被测器件的输入功率通过耦合器进行实时监测，输出信号经过大功率衰减器进入功率计[11]。

经测试，在栅压为-5V，漏压为+28V工作电压下，3.1-3.4GHz频段内放大器输出功率≥80W，功率增益≥12dB，功率附加效率≥65%，部分频点功率附加效率甚至超过70%。图6为输出功率和功率附加效率随频率的测试曲线，图7为功率增益随频率的测试曲线。

我们对该款GaN功率放大器进行了多批次的红外热阻测试，并率先开展了相关的射频加速寿命试验工作。自制的脉冲信号源经过耦合器后进行四路功分分别为密封在盒体中的GaN功率放大器提供所需的激励功率，系统实时监测输入输出功率变化。试验条件为：脉宽1ms，占空比90%，输入功率5W，加热台温度110℃。

四只功率管在高温加电500小时后进行了电性能复测，结果显示：射频输出功率下降

4 结语

采用新颖的直流偏置电路设计，研制出一种S波段平面式GaN功率放大器，在3.1-3.4GHz带宽内，实现了连续波输出功率Pout ≥80W，功率附加效率PAE≥65%，功率增益≥12dB，经过多批次的装配测试及射频加速寿命试验，本文研制的小型化平面式功率放大器具有耐高温，高功率，高效率，高成品率，高可靠性，方便集成等特点。高功率器件的平面化设计将是未来T/R组件小型化的首要选择，该产品将在微波通信、相控阵雷达等系统中得到广泛应用。

参考文献

[1]CHOW T P.High-voltage SiC and GaN powerdevices[J].Microelectronic Engineering，2006，83（1）：112-122.

[2]姚实，唐世军，等.S波段280W GaN内匹配功率管的设计与实现[J].固体电子学研究与进展，2015，35（4）：321-324.

[3]Ren Chunjiang，Zhong Shichang，et al.Design， fabrication and characterising of 100W GaN HEMT for Ku-band applicatio[J].Journal of Semiconductors，2016，37（8）：084002.

[4]张波，邓小川，张有润，等.宽禁带半导体SiC功率器件发展现状及展望[J].中国电子科学研究院学报，2009，4（2）：111-118.

[5]梁勤金，董四华，等.一种新型C频段高效率移相GaN功率放大器[J].电讯技术，2013，53（5）：623-627.

[6]赵家敏，张瑞.基于GaN管芯的LS波段宽带功率放大器的设计[J].中国电子科学研究院学报，2015，（06）：642-645.

[7]李效白.砷化镓微波功率场效应晶体管及其集成电路[M].北京：科学出版社，1998：277-278.

[8]邱旭.GaAs大功率器件内匹配技术研究[J].器件制造与应用，210，半导体技术第35卷第8期：780-783.

[9]娄辰，张蓓蓓，等.C波段大功率GaN HEMT内匹配器件[J].半导体器件，2015，40（3）：201-204.

[10]Zhao Bochao，Lu Yang.X-band inverse class-F GaN internally-matched power amplifier[J].Chin.Phys.B，2016，25（09）：097306.

偏置电路设计范文第15篇

【关键词】 纠偏辊 电液伺服

硅钢连续退火线中带钢中主要用纠偏辊装置来纠正带钢在运行过程中的跑偏。纠偏辊装置控制实际上就是靠调节纠偏辊的摆动角度来达到纠偏的目的，控制纠偏辊的摆动拟采用液压伺服控制。

1 纠偏辊电液伺服系统方案

硅钢连续退火线中带钢的纠偏控制，可以通过液压缸的移动控制纠偏辊装置的摆动达到纠偏的目的，其输出量是位移，故采用电液位置伺服系统。根据硅钢连退机组的特点，跑偏的因素具有不确定性。因此带钢的纠偏控制中，必须满足系统工作时最高压力不小于10MPa；响应时间不大于一秒；纠偏时精度要求不大于5mm；并且系统抵御外界干扰，运行时安全可靠，使用方便，成本要求不能过高等要求。

1.1 拟纠偏控制电液伺服系统整体分析

根据以上控制要求结合纠偏装置结构特点，制定连续退火线中纠偏电液伺服系统方框图如图1，带钢纠偏电液伺服系统由以下一些基本元件组成。

影响带钢跑偏的因素多且具有不确定性，因此必须连续检测带钢的跑偏位移，基本控制思路是采用位置闭环控制[1]。带钢跑偏的位移是通过位置检测器检测出来，将此位移信号转化成电压信号传输给控制器，再由控制器把信号进行放大，通过电液伺服阀把偏差的电流信号放大后变成流量和压力信号，提供压力油给液压缸推动纠偏装置运动，从而起到纠偏的作用。

1.2 影响纠偏控制因素

（1）传感器的精度及安装位置。传感器的精度对纠偏精度的影响较大，对于精度要求高的纠偏装置应使用高精度的线性传感器[2]。传感器的安装位置应尽量靠近纠偏辊出口处，以减少时间滞后。在选择传感器时，也不能一味追求高精度，应考虑经济性，在满足机组要求的前提下，尽量选择精度较低的传感器[3]。

（2）电液伺服系统系统。电液伺服系统系统设计的关键是选择性能较好的伺服阀，首先考虑到纠偏系统的张力和设备自动和动负荷的大小，计算出纠偏阻力，由此得出液压缸的工作压力，可以推算出活塞面积。然后依据纠偏量大小选择适合的液压缸行程及其他参数。还需要考虑纠偏时速度确定流量。综合系统有关性能参数，最终选择合适的伺服阀。以上的选择方法可以保证纠偏系统不会出现过多的故障，另外伺服阀需要有抗污能力。系统中固有频率不高，所以在此电液伺服系统中常选用动圈式伺服阀。

2 带钢纠偏液压系统原理

根据现场生产实践要求，在液压回路方面，本系统采用自动和手动相结合的液压传动方案，可满足自动纠偏和手动调试以及故障的处理。

纠偏系统对液压缸的摆动要求很高，而其中换向是最核心的问题。系统拟采用伺服阀实现自动控制。在压油和回油油路中用单向阀作背压阀，增加运动的平稳性和避免外负载的突然变化对系统的冲击，同时在压油回路中设置安全阀。系统拟采用由恒压式变量泵组成的容积调速回路，这样能够满足纠偏速度跟随生产线的速度变化而相应进行调节，同时保证流量不随外载的变化而变化。由于纠偏系统是实时工作的，油缸不停的需要运动，造成系统油温较高，故对油液增设自动循环水冷却装置，此外在控制油路中安装了带压差继电器的过滤装置对油进行精过滤处理[4]。根据以上设计思路，设计纠偏系统液压系统原理如图2。

3 结语

确定电液伺服纠偏控制系统方案，就可以根据系统的本身特点，选取各分系统的组成元器件，最终确保系统的控制精度和实现自动控制。为后期的现场调试提供了有力的理论依据。

参考文献：

[1]李素娥.酸洗连轧生产线带钢的跑偏控制及仿真分析[D].中南大学硕士论文，2008.

[2]凌振宝.传感器原理及检测技术[M].长春：吉林大学出版社，2003：68-89.